＜カテゴリー：PICマイコン＞
Windows10のPCにMPLAB X V4.20をインストールして、快適にソフト開発を行っていましたが、先日、すでに完成したソフトの中に、バグがみつかり、これを修復し、再コンパイルしようとしたら、左のショットのように、PICkit3に接続しようとした時、
connection failed
になってしまいます。
MPLBA X そのものは、左側の Debug Toolの部分にPICkit3とそのシリアルナンバーを認識しており、頭 を抱えていました。
インターネットで調べたら、MPLBA IPE というツールでファームウェアを更新するとか、レジストリを書き換えるとかありますが、レジストリには手を出せませんので、それ以外の方法をああでもない、こうでもないと丸一日つぶした結果、原因はUSBハブでした。 過去もUSBハブを使用していて、問題はなかったのですが、今回使ったELECOMのハブは初めてでした。
PCのUSBポートに直接PICkit3を接続すると、異常は起こりません。
2mのロールコールで、1局だけ、了解度がR1か2の局が最近発生し、当然、当局の電波もR1か2くらいでしか届かなくなりました。 原因は、この局との間に高層マンションが新築され、ただでさえも見通し距離外なのに、今までかろうじて、乱反射を繰り返し、届いて電波が届かなくなってしまったものです。
そこで、アンテナの位置を以前あった場所へ移す事にしました。 以前の場所は同じ局がヌルポイントで交信しにくかった場所ですが、そのヌルポイント発生の原因だった、HF用のスカイドアは撤去されていますので、大丈夫だろうと思われます。 今回８ｍ動かすついでに、もう少しゲインのあるアンテナにして、電波通路が改善するか、実験を行う事にしました。
アンテナのゲインを最大限追及し、構造が簡単なアンテナを探したところ、スカイドアアンテナに行きつきました。スカイドアアンテナは水平偏波が主流です。 2mの伝搬は垂直が主流で、水平偏波のアンテナは好まれません。 しかし、当地、東広島市西条で、直接波で交信できる局は限られており、ほとんどの局との交信が、なんらかの反射体（ビルや山）による跳ね返った電波で交信できている現状です。 一度なんらかの原因で反射した電波は、垂直偏波か水平偏波か不確定です。 それなら、水平偏波ですが、ゲインが一番取りやすいスカイドアアンテナにすることにしたものです。
上が、MMANAでシュミレーションしたアンテナの特性です。 水平偏波ですが、ゲインはMax.11.08dBiあります。 ダイポールのゲイン6.4dBiに比べて、+4.68dBもあります。
MMANAで得られたデータ通りのアンテナ構造は左上のイラストのようになり、これを実際に組み立てた状態が、右上の写真です。 スカイドアアンテナの最上部のエレメントは、直径6mmのアルミパイプを使いました。垂直に降りる線は直径2mmのアルミ線です。 給電部は、間隔3cmの自作並行フィーダーで、指定の長さの先に、今回新たに作ったMTU（マニュアルチューニングユニット）をつなぎます。
最近アンテナチューナーを自作する場合、一番困るのが、バリコンの入手です。 新品は数千円以上しますし、国産では、ついに入手不可になってしまいました。 どうしてもというときはヤフオク当たりで探す事になりますが、成功するか失敗するか判らないMTUの実験に購入するには、高価すぎます。 そこで目を付けたのが、秋月でも販売している村田SSのセラミックトリーマーです。耐圧は100V位しかなく、大電力は扱えませんが、MTUのトリーマーにかかる電圧を低く抑え、50W出力でも、実力で使えるMTUに挑戦する事にしました。
ARRLのアンテナハンドブックの中に、TLWというアンテナチューナーのシュミレーターソフトがあります。 このソフトを使えば、バリコンにかかる電圧を瞬時に教えてくれますので、これでシュミレーションしてみました。 すると、アンテナのインピーダンスが50Ωの純抵抗ではないけど、リアクタンス成分が20Ω以下の場合、バリコンに加わる電圧はかなり小さくなる事がわかります。
ARRLのTLWというソフトは、Amazonで扱っているARRL Antenna Handbookを購入すると、付録のCDの中に収録されているそうです。
今回、設定したスカイドアの寸法は、この条件を加味して決め、得られたアンテナのインピーダンスは、20+ｊ0.5くらいの形状とし、このデータでバリコンにかかる電圧を計算してみました。
送信機の出力を50WとしたときのコンデンサC1に加わるピーク電圧は141Vと出ました。 もうひとつのバリコンは88Vです。
村田SSのセラミックトリーマーの定格電圧は100Vですが、200Vくらいまでなら、実力で、耐えてくれます。 アンテナのインピーダンスは50+ｊ0に合わせる事が、基本ではありますが、それでは、最大ゲインを得ることはできませんので、最大ゲインを得られる、リアクタンスゼロのアンテナ構造を採用し、50Ωでないインピーダンスを50Ωに整合させるロスの少ないアンテナチューナー（MTU）を低電圧用の安いトリーマーで作る事が可能になります。 例え、アンテナチューナーのロスの為、50+j0のアンテナのゲインより低くなったとしても、気分的にはhappyです。
左上が、実際に制作した、村田SSの60PFセラミックトリーマーを使ったアンテナチューナーで、3cm幅の並行フィーダーの終端に取り付けてあります。 そして、そのMTUを調整した結果が、右上のSWRカーブです。 帯域は、広くはありませんが、144から146MHzまで使用可能です。 実際に50W FMで送信してみましたが、SWRの変化は有りませんでした。
しかしながら、せっかくゲインを上げたのに、MTUで19.6Wもロスるようでは、面白くありません。 そこで、MTUの型式をハイパスT型より、ローパスパイ型に変更してみる事にしました。
左のTLW計算結果はローパスパイ型でシュミレーションした、MTUのデータです。 50Wの入力に対して、MTUの出力は49.5Wあります。 ロスしたのは、たった0.5Wです。 しかも、問題になるトリマーに加わる電圧は2個とも100V以下です。
左が、パイ型MTUに作り替えて、かつペットボトルを逆さまにして、下からMTUを押し込んだ防水タイプのアンテナチューナーです。 そして、右上が、トリマーとコイルを調整したSWR特性です。 トリマーやコイルの調整はペットボトルの側面に縦に入れた切込みから調整ドライバーをねじ込み行いました。 切込みはふさいでいませんが、たぶん雨水は入らないと思います。 入っても、ペットボトルの内側の側面を伝って、下におちますので、無害でしょう。
このMTUの下から20mの8D2Vで、リグに繋いでいます。リグ側でみたSWRは144から146MHzまで。SWR1.3以下で145MHz付近では1.0を示します。
このアンテナの成果は。次のロールコールで確認する事にします。
ロールコール当日、いざ送信しようとすると、SWRが5以上で、リグに送信プロテクトがかかります。 当然相手への信号も弱く、交信どころではありませんでした。 外は、どうしゃぶりとは言えませんが、1日中雨です。
次の日、晴れ間がでましたので、アンテナを引き倒し、アンテナアナライザーをつないだ状態で、平行フィーダーに霧吹きで水滴を吹きかけてみました。 吹きかける前は、SWR1.1でしたが、濡らす位置により、増加のレベルは異なりますが、SWR3以上になります。 2mで平行フィーダーを使ったのは、初めてでしたが、使いものにならない事が判りました。 対策として、平行フィーダーなしのアンテナに変更する事にします。
左が、寸法図です。この縦横比でほぼ50Ωになりますので、後は、リアクタンス部分を同軸の接続位置を調整して、145MHzが最小SWRになるようにします。 この寸法で142MHzくらいから148MHzくらいまで最小周波数を移動できます。
右上のSWRカーブはシャック内で測定したSWRです。 アンテナの調整をしてから、高く上げると、共振周波数が高い方へずれますので、少し、低めに調整したのですが、高く上げた結果、あまり周波数が上がらず、144MHz当たりで、最小SWRとなってしまいました。 ただ、見ての通り、かなり広帯域ですから、そのままです。 これで雨が降っても、SWRが大幅に大きくならないことを期待したいと思います。
左は、同軸取り付け部分の拡大です。 スタブのワイヤーもアルミ線ですので、同軸を半田付けできません。
そこで、アルミ線を下方向に折り曲げた直後の部分に、アルミの圧着スリーブを入れ、このスリーブでアルミ線と銅線を一緒にカシメます。 その銅線をアルミ線に軽く巻き付けながら、下へ降ろしていき、その銅線に同軸ケーブルを半田付けします。銅線の終端は、アルミ線と一緒にビニールテープで縛っておきます。
半田付けした同軸ケーブルは写真のように、一度上へ持ち上げ、同軸の切口から雨水が入らないように処理して、ポールに縛っておきます。 使用したポールは5.6m長のクラスファイバー釣り竿ですが、上部の2段は有りません。 よって3.8mくらいの全長となっています。
同軸ケーブルは、黒色ですが、RG58/Uという53Ωのきれっぱしがありましたので、これを流用しました。
このアンテナを新設した理由が、すでに使っているJポールに生じた、ローカル局間に発生したヌルポイント現象でしたが、どういう訳か、Jポールの防水対策をしたら、それが解消されてしまい、このアンテナの使い道が無くなりました。 撤去するかどうかは、もうしばらく様子を見てから決めます。
7MHz用、100Wリニアアンプの制作途中で、壊したFETは8個。 FET破壊の原因を突き止め、安定に動作するリニアアンプを完成させるには、電圧を自由に変えられるDC電源が、どうしても必要です。 そこで、このDC電源を試行錯誤しながら作る事にしました。
今回の目標仕様は、DC48V5Aの出力が確保できる電源で、出力100Wのリニアアンプに使えるものとします。 出力電圧は48V固定ではなく、5Vから48Vまで最大電流５Aを目標とします。
この電源を作る為に、半年くらい前に、AC400VをAC200Vにダウンする1KWクラスの絶縁型トランスをローカルのOMより、いただいていました。 このトランスを, 100VAC電源に接続すると、AC48Vくらいが出力されます。 これを、ブリッジダイオードで整流し、10mAくらいの負荷電流を流すと、67Vの直流電圧が得られます。 これを安定化電源回路で５Vから48Vまで可変できるようにします。 トランス容量は１KWですが、その時の2次側定格電流は、5Aです。 従い、100VのAC電源に接続した場合、2次側の電流はMax 5Aですから、250W相当のトランスとなります。
回路が簡単で、そこそこの特性が得られる安定化電源として、MOS-FETによる回路が候補にあがります。 MOS-FETによる安定化電源はAM送信機のサブ電源として試作した事がありましたが、この時は、AM送信機の内部に実装した為、7MHzのRF信号がレギュレーター回路に回り込み、送信した途端、煙を噴いて終わった経過があります。 今回は、送信機とは別の筐体であること。 RFフィルターを、これでもかと言うくらい挿入し、なんとか実用化しようと言うものです。
上の回路が標準的なFETを利用した安定化電源になります。 最初D7とC12は有りませんでした。 その状態で、可変抵抗を回すと、4.8Vから66Vまで出力電圧を可変できます。 次にC12を追加しました。 C12は負荷回路に対して電源側の低周波インピーダンスを小さくすることが目的で、SSBのように音声信号の強弱により負荷電流が変化する場合、電源として必要条件になります。 そして、このC12を実装した状態で電源ONすると、一応安定化された電圧が出力されます。 次に、この電圧を可変すべく、出力電圧を小さくした途端、パチと音がして、FETから煙がでます。 そして、出力は67Vに。
FETがDSショートで壊れ、ついでにD4もショートモードで壊れてしまいました。 原因は、急激に出力電圧を下げようと可変抵抗を回した結果、Q1のコレクタ電圧は下がったものの、Q2のソース電圧は、C12の残留電荷により、電圧はほとんど落ちず、VGSmax -20Vを超えてしまい、Q2の破壊に至ります。 また、出力電圧と入力電圧差が20Vを超えた状態から、出力電圧を急に上げると、FETのVGS最大電圧を一瞬超えますので、FETが破壊します。 一方D4は電圧を最小にする為に、VRを回すと、出力電圧がシリーズ抵抗なしでQ1のベースに加わり、この時の過大電流により壊れてしまいます。 Q1が小信号用なら、Q1も同時に壊れる事になります。
インターネットで保護対策を検索すると、FETのVGS対策として、D7を追加する事が判りました。 D4の対策は、出力電圧を最小にした場合でも、Q1のベースにシリーズに電流制限抵抗を入れる事と、C12が早く放電するように、放電抵抗R7を可能な限り小さくする事のようです。
以上の対策を実施した回路が下になります。書き換えた為、REF No.が異なります。
FETは秋月で2石で300円というPｄ 100W品を、D7は3.3V 0.5W品を使います。 D7の許容電流は150mAくらいですので、問題ないと思います。 D5,D6に1WクラスのZDを使おうとしましたが、FETのゲート、ソース間に保護ダイオードを内蔵している事が判りましたので、このダイオードは不要になります。 また、C12の放電抵抗は、500Ω 25W品にします。48V時、常時96ｍA流れますが、放電は早くなるはずです。
レギュレーター出力部に、10Aコモンモードタイプのラインフィルターを、また、レギュレーターの入力部にも、6Aクラスのコモンモードフィルターを入れます。
これらの部品を秋月やモノタロウへ発注しましたので、届き次第組み立てる事にします。
部品が届きましたので、左の写真のごとく、旧50MHz AM送信機のシャーシへ組み込みました。 検討の途中なので、あっちこっちで空中配線がありますが、問題点がすべて解決した暁には、きれいに配線し直します。
まず、FETが発振しました。 セオリー通りFETソースからQ1のベースに1000PFを追加してあったのですが、効果なしでした。 そこで、FETのソースから、ゲートの１KΩのコモン部分に最短経路で103Zを追加したら、発振は収まりました。 しかし、まだ、出力の電圧計がフラフラと揺れます。 オシロでチェックすると、左下のようなノイズが出力端子へ出ます。このノイズは負荷が軽くても、重くても関係なしに出ます。
対策として、Q1のベースとGND間に33uFの電解コンデンサを追加してみました。 するとギザギザのノイズはなくなりましたが、大きなリップルが乗ります。 そこで、このコンデンサを次第に小さくしていくと、0.1uFの容量のとき、リップルもギザギザノイズも目立たなくなりました。 しかし、時間をおいて、しばらくエージングすると、また、再発します。 追加したコンデンサの為、高い周波数の成分は少なくなりましたが、レベルは時々2倍以上になります。 困り果て、部品をかたっぱしから交換していき、やっと判った原因は電圧調整用の可変抵抗器の接触不良でした。 オーディオの世界で言う、ガリオームの事で、これがノイズ発生源でした。 対策は、新品の巻線型可変抵抗器に交換して、完了です。 ただ、この検討の段階で、Q1の2SD1408を壊してしまい、VCEOの高い石で不動在庫になっていましたSTマイクロのMJD31Cに交換してあります。 右上がその対策後の波形です。 検討の途中で追加したC13は本来不要になったのですが、他に弊害がないので、追加したままにしてあります。
とりあえず、実用可能な状態となりました。 実際に使っていくと、また、新たな問題が発生するかもしれませんが、その時は、その時、対策を考える事にします。 左は、完成状態の安定化電源です。 ケースが有りませんので、RFの回り込みが心配ですが、必要によりカバーを考える事にします。
この安定化電源は、4.6Vから50Vまで可変できますが、最大電流は５Aとし、保護はヒューズのみです。
問題点を対策した配線図 DC_POWER_SUPPLY2.pdfをダウンロード
ファンは５V品なので、別にトランスを追加し、DC６Vを作り、抵抗で4Vまでダウンしてドライブしています。
左は、49Vにて、３A負荷を接続した時のテスト風景です。 ノイズもなく、安定して動作しています。
心配したファンの騒音もなんとか無視できる状態で、一安心です。
これで、リニアアンプの検討へ復帰できます。
リニアアンプ検討に復帰したのですが、また、この記事に戻ってきました。 一応予想はしていたのですが、出力2.5Wの7MHzの信号がFET回路に回り込み、あっけなく、壊れてしまいました。 電源だけでなく、リニアアンプのファイナルFETも壊してしまい、がっくりです。
やはり、FET式の安定化電源は、送信機と一緒に使う事は無理でした。 その送信機の中に、48Vから12Vを作る安定化電源をトランジスターで作ってありますが、こちらは、なんら問題は有りません。 従い、この電源もトランジスターで作り直すことにしました。
手元に使えそうな石として、2SC5198 1石しかなく、本来は2石パラで作らないとコレクタ損失の許容値オーバーになりますが、追加手配できるまでは、1石で行く事にします。
トランジスターによる安定化電源 PWR-AMP100W_3.pdfをダウンロード
2SC5198のhfeはIc 5A のとき、最小35しかなく、ベース電流は最大で142mAは必要になりますので、ダーリントン接続のドライブTRも電力用の２SD2012としました。 ただ、このTRのVCEOは最大で60Vであり、出力を5Vまで絞ると、最大値を超えてしまいますので、代わりのTRを手配して置きます。
一応、４８Vで３Aのテストは合格しましたので、とりあえず、この状態で、リニアアンプの検討を始めましたが、出力が3Wになった時、ダーリントン接続のトランジスターを含めてショートモードで壊れてしまいました。 どうも、回路が発振したような形跡がありました。 結局、また一からやり直しです。
電源の修理は、原因を究明してから、後でやる事にし、壊れたリニアアンプの終段のFETを交換して、再度、リニアアンプの検討へ復帰します。
電源に使うトランジスターを全部壊し、仕方なく、従来の電源でリニアアンプの検討を行い、電源電圧18Vで安定動作が得られましたので、やめとけば良いのに、また30Vの電源に接続した為、アンプのFETを壊してしまいました。 結局、また、電圧を自由に変えられる電源が必要ということを悟りましたので、三度（みたび）、電源の改善検討です。
前回のトランジスターによる電源が壊れた原因を突き止めた訳ではありませんが、トランジスターでもRFが混入してTRがショートモードで壊れるということは、よっぽど、RFを拾いやすい回路になっているようです。 一番、拾いやすいのは、安定化電源の制御回路と、制御用TRの距離が遠いという事かもしれません。制御用TRと制御回路を結んでいるワイヤーの長さは、おおかた20cmはあります。 多分、これが一番の問題だろうと判断し、回路のレイアウトを大幅に変えます。 ただ、100WクラスのTRは全部壊れてしまいましたので、手元に残っている100WクラスのMOS-FETで再制作する事にしました。
下の写真が、基板の位置を大幅に変更した全体の部品配置です。
配置を大幅変更した以外に取った改善策は、制御回路の入出力に70uHのチョークコイルを追加した事。 および、放熱板に固定された2石のFETのドレイン、ソースから、放熱板に0.01uFのコンデンサでいきなりGNDへ落した事です。 放熱板そのものは、GNDにビス止めされていますので、GNDとして動作しますので、そこへ最短でパスさせる事にしました。
上の写真は、制御回路と制御FETのアップですが、FETとの接続は最短で行いました。
動作テストは済みましたので、後は、実際にリニアアンプに繋いでみるだけとなりました。
修正した配線図 DC_POWER_SUPPLY3.pdfをダウンロード
そして、リニアアンプへつなぎ、18Vの電圧で、パワーを上げてみました。 残念ながら、5Wの出力になった時、煙が出て、電源電圧は65Vに。 電源のFETはショート状態で壊れ、ついでにリニアアンプのFETもショートモードが壊れてしまいました。
今回の壊れ方は、入力を上げた訳ではなく、１Wの出力が、数秒間の間に勝手に5Wまで上昇したもので、明らかに、リニアアンプの熱暴走です。 今まで、電源が壊れるのは、電源回路にRFが回り込み、異常状態となり、電源が壊れて、次にアンプが壊れると考えていましたが、どうも、この順序は逆で、アンプが熱暴走した場合、電源は際限なく電流を供給しようと動作した結果、両方が壊れるのではないかと、考える事にしました。 なぜなら、送信機に内蔵した12Vの安定化電源は、熱暴走しない負荷であり、かつ、なんらかの原因で負荷電流が増えても、レギュレーターの内部抵抗の為、いくらかは不明にしろ電流制限がかかります。 壊れた電源は、その帰還ループを使い、負荷が０Ωになっても出力電圧を維持しようと動作しますので、最後は壊れるしかないという事です。
そこで、電流検出を行い、設定された電流を超えそうになったら、出力電圧を下げる、保護回路を追加する事にしました。 使用する電流センサーは秋月で扱っている、NECトーキンのTHS63Fにします。 その上で、シリーズレギュレーターはダーリントン接続の２SD2390 2石にします。
この電流センサーTHS63Fを入手し、予備検討したところ、データシートにあるアナログ出力が全く変化しません。アナログ出力端子（4番ピン）に10KΩを付けようが、openにしようが、センサー部分に電流を流そうが、ゼロにしようが、アナログ出力は1.98V一定でピクッともしません。 データシートには、センサーの電流に比例した電圧が出力されるとありますが、アナログ端子の事ではないのか？
ただ、OUT1はセンサーが感知する電流になると、HからLに変わります。 やむなく、このOUT1の電圧を使い、全体の電流制限回路をデザインする事にしました。
電流制限回路付きの安定化電源 DC_POWER_SUPPLY4.pdfをダウンロード
そして、このセンサーICとファンを動作させる5Vの電源を、シリーズレギュレーターで作り、今まで有った、5V電源用のトランスは廃止しました。
左上が、あたらしく基板を作り直したシャーシ全体、右上が、電流センサーを実装した基板です。
この回路で、制限する電流値は12接点のロータリーSWで行います。このロータリーSWでセンサー部分に直列に接続した抵抗値を可変する事により、連続ではありませんが、0.5Aくらいから5.5Aくらいまで可変できます。
リニアアンプを接続した時の、最大電流は８Aくらいが予測されますが、その時は、R1,10の0.1Ω2本パラを3本パラにすれば最大で8Aくらいを確保できます。
ただし、この電流値は、私が今回使ったTHS63Fの固有の特性であり、このハイブリッドICのロットのバラツキによっては、この制限電流値が±50％くらいはバラツクものと思われます。
この電源で、再度リニアアンプを検討する事にします。
リニアアンプへつないでみました。 20Vの電圧で、出力10Wくらいで、またも電源が壊れました。 シリーズトランジスターが全端子ショート状態で壊れてましたので、当然リニアアンプも壊れてしまいました。 電流制限は5Aに設定してあったのですが、間に合わなかったようです。
2020年4月末
ゴールデンウィーク前ですが、世の中は、新コロナウイルスで外出自粛の真っ最中。 せっかく追加した電流制限回路は、その応答速度の為、リニアアンプの熱暴走のスピードに間に合わず、電源が壊れた状態でした。 そんな中、OP-AMPを使ったバイアス回路がうまく動作して、26Vの電源で、安定動作するところまで、改善できましたので、電源電圧を26V以上に小刻みに上げられる安定化電源が、どうしても必要となりました。 前回、壊した為、シリーズトランジスターは1石しか残っていませんが、この1石を使い、電流制限を2重にかけた回路で、再検討する事にしました。
トランジスターの追加手配ができるまでは、1石で頑張ってもらいます。 電流検出用0.1Ω2本パラは1本に変更し、この両端にNPNトランジスターのベース、エミッタを接続し、BE間の電圧が0.6Vを超えると、このトランジスターがONし、電流が一定になるように電圧を下げるQ2を追加しました。 まだ、テストしていませんが、たぶん６A流れた時点で、電流は一定になるはずです。 前回追加した電流センサーによる電流制限回路も検出電流値を変更して、そのまま実装しました。 この回路で、センサーによる３Aの電流制限までは、ダミー抵抗でテスト出来ていますが、それ以上の電流では、まだ確認が出来ていません。 また、ロータリーSWの構造から、接点を切り替える途中で一瞬回路がopenになりますので、通電中の電流制限値の切り替えは厳禁です。
この電源回路を間違って出力ショートモードで電源ONしてしまいました。 ４Aくらいで電流制限がかかったのですが、数秒後に、電源のLEDインジケーターが消えました。 調べてみると、トランスとブリッジダイオード間に挿入した10Aのヒューズが切れていました。 ヒューズを交換して、電源の負荷をオープンにして、再度電源をONすると、パンと音がして、出力電圧は60V以上に。
負荷がつながっていなかった為、電源以外の被害は有りませんでしたが、結局、電源は追加した電流制限回路が機能したのですが、その時のショート電流に耐え切れず、シリーズトランジスターが壊れてしまいました。 シリーズトランジスターが1石では不足だったみたいです。 2石でも不足かもしれません。 このトラブルは、リニアアンプがつながっていませんので、純然たる電源の問題です。 ショートした為、電流制限回路が機能して、電流は4Aで制限されましたが、この時の出力電圧は０Vです。しかし、安定化電源の入力DC電圧は下がったもののまだ48Vもあります。 この結果シリーズトランジスターには48V x 4Aの電力、192Wがかかってしまいました。 このFETのPdは100Wですが、それは無限大放熱板を付けた時の話で、実際の放熱板で、ファンを目いっぱい回したとしても50Wくらいが限界のはずです。 数秒でも、もったということは、「えらい」。 そして、私はそれに気づくのが遅い！
2020年のゴールデンウィークに突入しました。 ただし、今年は、新型コロナウィルスで、いつもの年とは大きく異なります。 外出自粛により、検討が進みそうです。
リニアアンプの熱暴走が起こった場合、この出力端子ショートに近い状態です。 いくら、電流制限を設けても、リニアアンプが正常動作する範囲の電流制限では、電源は壊れて当たり前ということが理解できました。
ここまで、悟るのに2週間かかりましたが、負荷がショートした時は、出力電圧をゼロにする、イワユル フの字特性の電源が必要なのです。
２０V １Aという容量で、フの字特性を有する安定化電源を常用しております。 左がその電源ですが、この電源は、昭和46年くらいに作ったものです。 すでに50年程経過しておりますが、壊れる事無く、いろいろな実験に重宝しております。 今、要求されるているのはこのような電源だろうと、フの字特性の電源に作り変える事にしました。
フの字特性付きの電源 DC_POWER_SUPPLY6.pdfをダウンロード
この電源ではPNPの大電力トランジスターを使います。 採用したのは、２SB554というPc150WのCANタイプトランジスターで、それを3石パラにします。 最大450Wの許容損失ですが、実際の回路では、雲母の絶縁にシリコングリス塗布、さらにファンで強制空冷した上で、200W位いがMAXとなります。 この回路で、負荷ショート時、フの字特性が威力を発揮し、出力電圧、電流ともに０となります。 ただし、この特性がアダとなり、コンデンサ負荷（特に電解コンデンサ）時に、負荷ショート状態でスタートしますので、電源が立ち上がらないと言う問題に遭遇します。 この解決方法として、負荷がゼロΩでもいくばかの電流が流れるようにする事。及び、無負荷状態を作らず、邪魔にならない程度に常時電流を流しておくことが重要です。
この対策として、シリーズトランジスターのベースから、かなり高い抵抗で、コレクターに接続し、常時負荷へ電流が流れるようにする回路が例示されますが、この場合、トランジスターのhFEの関係で、一律に抵抗値が決められません。 特に、ダーリントントランジスターの場合、ｈFEが10,000を超える場合があり、挿入する抵抗は2MΩで小さすぎ、10MΩ以上が必要だったりしますので、シリーズトランジスタのエミッタ-コレクタ間に、kΩオーダーの抵抗を付け、負荷ゼロでも起動する最大の値を探る方が確実です。
この回路でも、最初、R2を10KΩとして、問題なく動作していましたが、ダミーとして、R7の500Ωを繋いだら、起動しなくなり、5.6kΩまで小さくした経緯があります。 そして、電源ONと出力ONは、必ず独立したSWにします。 特定のリグの専用電源なら、その負荷で常時起動する回路定数にすれば良いのですが、汎用電源の場合、負荷状態が不定ですので、出力ON/OFFスイッチはマストです。
電源の耐性を上げる方策は、入力となる直流電圧をぎりぎり下げることです。 30V 6Aの負荷に対して、60VのDC入力は、それだけで180Wの損失が安定化電源にかかる事になります。 30V 6Aの安定化電源を得るには、６Aで32V以上の電圧があれば良いわけで、もし、この時の入力電圧が32Vなら、12Wの損失を安定化電源が背負えばよい訳です。しかし、そのような都合の良いAC電源を用意するには、スライダックスがマストです。 残念ながらスライダックスが有りませんので、無負荷時67Vのトランスを使用せざるを得ません。
ちなみに、電圧を半分にした時の最大出力可能な条件は25V 5Aでした。 30V 6Aにトライしたところ、フの字特性が働いて出力ゼロとなりました。 このフの字特性が働くのは、入力DC電圧と出力電圧の差が２Vくらいになった場合のようです。
上のグラフは今回の安定化電源（AVR)に5Ωの負荷を接続した時の電圧と、AVR自身が請け負う許容電力をシュミレーションしたものです。 ５Aまでは実測データを使っています。
負荷抵抗が５Ωの場合、最大39V、7A負荷でフの字特性が現れることを示しています。 この状態でリニアアンプをドライブしてみる事にします。
リニアアンプの動作試験を行い、120Wの出力でも、RFの回り込みはなく、リニアアンプのFETがショートモードで壊れた時も、フの字のプロテクターが機能し、電源は無傷でした。
この安定化電源のフの字保護回路が動作する負荷条件は、出力電圧でことなりますが、トランスのレギュレーションから推定した負荷電流は左の通りです。
カテゴリ<SDR>
ダイレクトコンバージョン式SDRトランシーバーが完成しましたが、このトランシーバーに内蔵されているRFパワーアンプは10W出力です。 昨今のコンディションでは、QSOのチャンスもかなり低くなりますので、ストレスが生じない、100W出力まで増幅するリニアアンプを作る事にします。 条件として、電源電圧は48V以下としますが、まだ有りません。 有るのは30V10Aと12V30Aの固定電圧電源だけです。
まずは、予備検討です。
上の写真は以前50WのAM送信機を作った時のPCのCPU用放熱板にマウントしたリニアアンプです。 AM50W出力アンプのピーク出力は200W有り、今回はSSBでピーク出力100Wですから、余裕で行けるだろうと踏んでトライします。 まだ強制空冷ができていませんので、1mW入力で60mW出力が得られる事を確認しただけですが、ちゃんとAB級で動作していることは確認済みです。
使用したファイナルはサンケンのN-MOS FET、SKI10531のプッシュプルで、将来200Wに対応できるように、基板は２パラ-プッシュプルに設計していますが、現在はシングルプッシュプルとなっています。 このサンケンのFETは、秋月にて、１石４０円で売っている電源用で、入力容量が1530PFくらいあるにも関わらず、30MHzくらいまでスイッチング可能、Rdsが35mオーム位と、定電圧、高出力を狙うには、都合の良いスペックをもっています。
回路図では、電源やバイアス回路、ファンドライブ回路の方が複雑になっていますが、リニアアンプ部は、簡単そのものです。 このRF入力端子から見たSWRは1.5以下です。
ファンを回しながら、検討する必要から、今回もジャンク測定器を入手し、ちゃんとケースに収めます。 用意したケースは、KEYENCEのマイクロスコープコントローラーです。 さすがに医療機器だけあって、シャーシがステンレスでできており、そのため、ステンレス用ドリルまで購入して工作する必要がありました。
真ん中で白く光っているのは、ブリキで作成した7MHzのLPFです。 すべてのユニットを並べたら隙間だらけです。 この隙間は将来200WまでQROするためにとっておきます。
電源電圧を24Vにして、終段FETのゲートバイアスを調整し、アイドル電流を100mAに合わせようとすると、いきなりドレイン電流が流れ、FETがショートモードで壊れてしまいます。 FETを交換して、慎重にゲート電圧を上げていっても、途中で電流が3A以上になり、また壊れました。 バイアス電圧を２Vに固定し、ドレイン電流が流れない状態で、キャリアのレベルを上げていくと、C級動作になります。 この場合、一応出力が得られますが、歪だらけです。 この状態から、歪がでないように少しづつバイアス電圧を上げていくと、歪は改善されますが、歪がなくなった途端、暴走が始まり、FETが壊れます。
手配したFKI10531はすでに3石壊してしまい、残りは2石のみです。 ここで、改めてこのFETのデータシートを見直してみました。 その中で、左のグラフデータを見つけ、今回のトラブルの原因が判りました。
このグラフデータは、VGSを変化させた時のIdの変化を示しています。
Tc25度の時に、0.1Aにアイドル電流を設定すると、すぐにジャンクション温度は上昇し始め、あっという間に75度を過ぎてしまい、Idは数Aレベルまで増加する事をを示しています。 このFETはC級やE級で使うときは問題ありませんが、AB級ではまったく使用できないFETで有る事が判った次第です。
結局、上辺のデータだけで選んだFETではAB級増幅は不可と判りましたので、FETの選定をやり直す事になりました。
手持ちのMOS FETで2SK3234が有りましたので、これを実装して、終段のトランスの2次側を3ターンとして、テストしてみました。 Rdsが0.65Ωというスペックですが、アイドル電流を初期値で1石当たり、200mAに調整し、RFパワーを加えると、SSBの信号が左の波形のごとく、飽和しかかりの状態で5Wの出力となりました。この時の電源電圧は12.1V、電流は3.3A。 数秒間入力最大にすると、出力が20W を超えますが、リニアリティはあまり良くないようです。 リニアリティを改善する為に、電源電圧を30Vに変えてテストする事にしました。
30Vの電源でアイドル電流を1石当たり100mAに調整し、SDRを送信状態にした途端、電源が壊れてしまいました。 FETはドレイン ソース間ショート状態で壊れています。
SDRをSENDにした時のショックノイズでFETが壊れたみたいです。
この原因を調べないと先へ進めなくなりましたので、しばらく休止します。 この原因を確かめるには、電源電圧を12Vから徐々に上げていけるDC電源が必要ですが、手元にあるのはMax18V、Max3AのKenwood の電源か、自作のMax20V、Max1Aの電源、6Vから14Vまで可変できる30AのFT991用電源と、30V、12V固定電圧の電源しかありません。 今回は12V電源でうまく動作していたアンプをいきなり30Vに繋いだら、あっけなく壊れてしまったものでしたので、12Vから30Vまで徐々に上げていける電源が必要です。
そんな訳から、リニアアンプは一時休止し、リニア電源を作る事にします。
リニア電源が出来ましたので、終段のFET選定からやり直しです。
すでに3月の最終weekになってしまいましたが、本日、IRFP250Nを6石入手しました。 アマゾンで販売されている、中華リニアアンプに使用されているFETです。 今回はRSから1石261円+送料450円で入手しました。6石注文しましたので、336円/石になりました。
前回の熱暴走の反省から、バイアス回路の熱安定化回路を再検討する為、先にバイアス回路の再設計を行います。
今まで、温度検出ダイオードは1個で、全体の温度補償を行っていましたが、今までにFETが壊れた状況を思い出すと、この検出ダイオードの取り付けられていないFETが壊れる確率が高い事に気づきました。 そこで、今回は、それぞれのFETにダイオードを取り付け、それぞれのバイアス電圧が、独立して温度補償と調整ができるように変更します。 左上が、その回路図です。 また、新しいFETのゲートON電圧が高い方へ、少しずれましたので、５Vの3端子レギュレーターはダイオード2本でかさ上げを行い、６V出力としました。 このかさ上げのダイオードも周囲の温度補償としても動作します。
修正した全体の回路図 PWR-AMP100W_2.pdfをダウンロード
FETの入力容量が2000PFを超えましたので、周波数特性の補正を行う為、入力トランスの出力側に設けた22Ωの抵抗は2本パラにして、11Ωにしてあります。 下の写真は、FETを乗せ換えて、バイアス回路の変更が完了したパワーアンプ基板です。
ファンやDCバイアス電源用の3端子レギュレーターは、電源電圧がMax48Vになった事より、耐圧オーバーで使えませんので、12Vの電源をディスクリート回路で作り、バイアス用6Vの電源は、この12V電源から供給するように変更しました。
電源電圧を20Vにしておき、アイドリング電流を片チャンネル当たり200mA（トータル400ｍA)として、入力にアンテナアナライザを接続すると、SWRは1.3くらいです。 出力は18mW出ています。 この時の入力は0.8mWでした。 前回はこのテストまでは良かったのですが、次に実際のSDRトランシーバーを接続したら、FETが壊れてしまいましたので、この調整状態から一度、電源電圧を10V以下まで下げて、入力レベルを上げてみる事にします。
10V電源で１Wの出力がでました。そこから、次第に電源電圧を上げていき、1５Vまで上げたとき、2.5Wとなり、さらに18Vにした時、電源がパチと音がして、電圧が50V以上に。 すぐに、またパチと音がして、出力なしに。 RFが電源に回り込み、電源のFETが壊れ、その為、アンプの2石のFETも壊れてしまいました。 リニア電源をやり直しです。
リニア電源用のトランジスターは全て使い果たし、手配待ちの状態ですので、その間に、従来の電源で実験です。電圧を18Vに固定して、出力が１W になるように入力レベルも固定して、電流と出力の変化を見てみました。
温度補償用ダイオードが従来の1N4148の場合、アイドル電流は2石合計で、100mAです。このデータを見る限り、明らかに熱暴走し始めています。 そこで、温度対Vfの変化が2倍くらいある1SS133に変えてみました。 1SS133のアイドル電流はより暴走が起こりやすい、2石合計で200mAです。 結果は、3分経過した時点で電流も出力も増加が止まりました。
電源電圧18Vのままで、2石のプッシュプル回路のドレイン間に1000PFを追加したり、出力トランスの後に、LC共振回路を挿入したりして、18W連続出力が得られる状態になりました。 この状態での入力は0.8Wで、以前アンテナアナライザーでテストした時と同じゲインが得られています。
電源の電流制限が3Aでかかる為、この電源での最大出力は25Wでした。 そこで、30V 10Aの容量のある電源に、接続し、アイドル電流を2石合計で200mAにしておき、出力を上げていくと、30W出力になったとき、熱暴走が起こり、ファイナルのFETがまたしてもショートしてしまいました。 バイアス回路はまだ不十分でした。
しばらく、放熱板ではなく、頭を冷やす事にします。
WEB検索をしていると、電源用のFETを使ってリニアアンプを制作しているJE3PRM OMのノウハウ紹介の記事が見つかりました。OMの製作アンプと、私のアンプの構成は異なりますが、かなりのノウハウを生かす事ができそうです。 そこで、電源電圧を20V（12V20Aの電源と8V30Aの電源を直列に使った）の電源を使い、下の回路図で、5W入力時、40Wの出力を得る事ができました。(Very TKS OM)
この回路は、バラックに近い状態で仮組したものでした。 20Vの電源で、5.2Aの電流が流れ、40Wでしたので、約38%の効率です。100Wの目標には、まだ遠いですが、足がかりが出来た感じです。 この回路を実験する途中で、またFETが破損し、今度は楽天にて1石135円で売りが出ていたIRFP250Nを10石購入し、1石だけ交換したのですが、バイアス電圧の差が２V近くあり、PP回路がうまく動作しません。 どうやらロットのバラツキみたいです。 電源用のFETでアナログ動作をさせる場合、この問題はついて回るようです。 誰かの製作例を見ながら、そっくり同じものを作っても、性能が出ないのは、このロットのバラツキによる影響が一番かもしれません。 今回、2石とも楽天から購入したFETに交換したら、アンバランスの問題は解決しました。
今後、さらに電源電圧を上げられるようにバイアス回路を検討する事にします。
左が変更したバイアス回路です。
変更内容は、温度検出用のダイオードを2個直列に接続し、温度変化による、電圧変化が2倍になるようにしました。
そして、このバイアス供給回路を実装した上で、電源電圧を26Vまで上げて、36Wの出力が得られたのが、下の回路です。
この回路では、入力４Wのとき、4.2A流れ、36Wが連続で得られていました。 ただし、この出力が、限界で、いくら入力を増やしても、出力は増えませんでした。
この回路で、アイドリング電流は、両方合わせて、80mAくらい。 入力側のSWRは1.3以下。
電源電圧は22Vで出力は35Wくらいで、以降、電圧を上げても入力を上げてもほぼ飽和状態でした。
出力が飽和する原因を確かめようと通電を続けていると、3分も経過しないうちに、5Aのヒューズが切れてしまいました。 そして、AMPの片方のFETが全端子ショート状態で破壊していました。 この原因は、またしてもFETの熱暴走です。アイドリング状態では、問題ないのですが、パワーを大きくすると、例え、ソースに0.1Ωの抵抗を挿入していても、熱暴走を起こしてしまいます。 バイアス回路の再検討が必要です。
現在の1SS133を直列に接続した、バイアス回路で、１SS133がそれぞれ0.1V、2個直列で0.2V変化した時の、FETゲート電圧の変化を計算してみました。 結果は、なんと0.08Vくらいしか変化しない事が判りました。 ここは、少なくとも、1SS133が0.1V変化したら、FETゲート電圧も0.1V変化してほしいので、バイアス回路を以下のOP-AMPを使った回路に変更する事にしました。
この回路のOP-AMPのゲインは6dBあり、1SS133が0.1V変化すると、出力は0.2V変化します。 多少効き過ぎかもしれませんが、この回路を実装してみました。
左が実装したときの写真です。 パワーアンプと同じ基板の上に配置されますので、高周波の回り込み対策はこれでもかというレベルで実施しました。 18Vの電源で実際に動作させた場合、問題は有りませんでした。
最初、この新バイアス回路に変更し、ソースにあった0.1Ωの抵抗はショート状態で、電源電圧26Vでトライしました。 アイドル電流は各FET50mA、合計100mAに調整しました。 残念ながら、出力トランスの2次側を2ターンの時、12Wしか出ません。 3ターンにしたら、5W出しか出ず、熱暴走が起こり、FETが壊れました。 熱暴走する前に2次側を1ターンしてみましたが、５Wしか出ませんでした。
そこで、ソース抵抗の0.1Ωは元に戻し、AMP部分の回路を上の回路図に変更したうえで、出力が飽和する原因を探す事にしました。 オシロで各FETのゲートやドレインの電圧波形を確認すると、PP回路のゲートやドレインの波形がかなり異なります。 どうも、同じアイドル電流では、B級動作の最適状態にならず、出力波形を見ながら、アイドル電流を決め、かつ、ドレインとGND間に挿入するコンデンサの値をアンバランスにすると、まともなプッシュプル動作に近づける事が判りました。この最良状態で、電源電圧18Vにしておき、出力が飽和する直前まで、入力を上げると、0.3W入力で16Wの出力となりました。
ドレインの電圧波形は、ピークは24Vくらいですが、min.は4Vです。この4Vはソースの0.1Ωの両端の電圧と一致します。 すなわち、プッシュプルの片方の振幅は20Vしかなく、これを出力トランスで2倍しますので、出力のピークは40Vです。これを実効値に直し、50Ωの負荷で計算すると、16Wの出力になります。 要するに、この回路では、電源電圧で、出力が決まり、少なくとも、コンベンショナルトランスの巻き数は最良状態であることが判りました。
そのコンベンショナルトランスのコアについて、特性を取ってみました。
左のグラフでロスが多いとコメントしているコアが今まで使用していました、NECトーキンのコアで、赤色のテープで巻いていました。
最適候補とコメントしているコアは、北川工業のGTFC-25-15-12を6個使ったもので、全体のインピーダンスが少し低めですが、このコアに変更する事にします。
このコアは黄色のテープで巻いてあります。
出力を上げるには、電源電圧を上げて、かつ、その電圧でも熱暴走が起こらない回路を作るしかありません。
入力のSWRが3くらいあるので、トランスの1次巻線を2ターンとして、かつ、トランスの出力抵抗を22Ωにした状態で、SWRが２くらいになりましたので、電源電圧を少しづつ上げてみました。
左の表は、その時のデータです。電源電圧は最大で26Vまで上げられますが、電源から送信機入り口までの電線による電圧降下で、最大25.1Vしか上げる事が出来ません。 それでも、40Wの出力が得られました。そして、この40W出力中でも、電流は次第に減少し、1分で10mA近くのペースで少なくなります。 熱暴走が起こっていない証拠です。ただし、3分もすると、出力は38Wくらいまで落ちます。
2020年ゴールデンウィークに突入しました、今年は新型コロナウィルスでどこえも行けません。
ここから、フの字タイプの保護回路付きの安定化電源を使えるようになりました。
少し気になる問題があります。 上の表を作成するとき、回路が最大出力を出す為には、片方のFETのドレイン-GND間に1390PFのコンデンサを接続し、もう一方のFETのドレイン-GND間にはコンデンサは有りませんでした。 そこで、この二つのFETのゲート電圧対ドレイン電流のデータを取ってみました。No.1のFETにはコンデンサは接続されず、No.2のFETのみ1390PFが接続されています。 見ての通り、ふたつのFETの特性は大幅に異なります。 また、ゲインと表示してある数値はドレイン電流が10mAから１Aまで変化する場合のゲート電圧の差を見たものですが、No.1と2では2倍以上の差があります。
これらのFETは一括して楽天から購入したものでしたが、スィッチング用FETとしては、全く管理されていない項目ですので、この種のFETをリニアアンプに使う場合、このデータを確認して、そろったもの同士を使わないと、期待する出力は出ないという事のようです。 買ったのは全部で10石でしたが、すでに3石壊してしまいました。 残りは7石ですが、1石は不良品で、ゲート電圧を7Vまで上げても、ドレイン電流は流れませんでした。
リニア電源が出来ましたので、アンプの検討を再開しますが、まず、No.1のFETを取り外し、No.2のFETに一番近い、No.4のFETに交換する事にします。
電源電圧18Vにて、最大出力が出るように、回路定数をいじった結果、入力１Wで18W出ました。 以後、すこしづつ電源電圧を上げ、32Vでアイドル電流各0.1Aとして、入力3Wを加えた結果、32Wしか出ません。流れている電流は3.91A。 1分くらい通電すると、電源の保護回路が働き、電圧がダウン。 調べてみると、No.4のFETがドレイン、ソース間ショート状態で壊れていました。 電流は、減少方向にドリフトしている最中で、死んでしまったものです。 原因が判らないまま、No.5のFETに交換しました。
フの字特性の電源は高周波の回り込みもなく大丈夫でした。
前回、25Vの電源で40W出ていました。 今回、電源電圧を33Vまで上げましたが、30W以上出ません。 やる度に、最大パワーが下がっています。 ソースに挿入されている0.1Ωの性かもと、この抵抗をショートしてみましたが、ゲインは少し上がりましたが、最大パワーは変わりません。 考えられる原因は後ひとつ、コアです。 コアを変更してみる事にします。
そこで、TS-930Sに使用されていたメガネコアのインピーダンス特性を、先に測定した各コアのデータに重ねてみました。 左のグラフに示しますが、今まで検討してきたコアとは、全く異なるデータを示します。
このTS-930S用のコアは昨年作った、6m用AM送信機のパワーアンプに使っていたものですが、6mリグには戻さずに、この7MHz用リニアアンプで使ってみる事にします。
左のデータは、コンベンショナルトランスのコアをTS930S用に変更し、トランスとLPFの間に、整合用のLC回路を挿入し、ソースの0.1Ωも廃止して、最大出力が得られるようにした状態で、各電源電圧ごとに、アイドル電流が各100mAになるように再調整した時の出力と効率です。 少なくとも、コアによるロスは最小となっているはずであり、かつこのコアは7MHzで180Wくらいを出力する実力があります。 従い、電源電圧を上げても、出力が上がらない原因は、FETしか考えられません。
このFETは18V前後の電源で使ったとき、最大効率が出せるけど、それ以上の電圧では、どんどん効率が落ちるのではないかと推測します。
このリニアアンプを検討を始めて、すでに4か月以上経過しましたが、この場に及んで、FETの選択からやり直す事にします。
JE3PRM OMが紹介している、FETは、スーパージャンクションと言われるMOS FETで、従来のFETより、高耐圧で、ON抵抗が低く、Cissもかなり小さい、最新のFETのようです。 国産のFETで、同様なFETを探すと、東芝がDTMOS構造のFETとして、かなり前から製品化し、一部は秋月でも取り扱っています。 そこで、TK8Q60Wという品番のFET（1石 60円）を10石入手し、これでリニアアンプを作ってみる事にしました。
IRFP250Nの事も有りましたので、購入した10石のVgs対Idのデータを取ってみる事にしました。
左が、その10石のデータです。 さすがに東芝製ですね。バラツキのレベルがIRとは全く違います。 これだと、どの組み合わせでも、PP増幅のペアを作る事ができます。 ただし、Pd=80Wにしては、かなり小さなパッケージで、このデータを取る為に、0.5AのIdを流すと、あっと言う間に、触れないくらい熱くなります。 放熱板にしっかりと密着させる方法を考えなければなりません。
最初は、シングルのプッシュプルとして、50W出力を狙い、うまくいったら、2パラプッシュプルで、100Wを狙います。 ただし、目標とした電源電圧が48V確保できない事が判りましたので、40V以下の電源で100W出力に目標を変更します。
左の写真は、IRFP250Nを取り去り、基板と放熱板に加工を施し、このFETを取り付けた状態です。 FETは4個取り付けましたが、配線は2個だけ行い、もし、壊れたら、予備のFETに配線し直し、FETの交換の煩わしさを軽減します。
ただ、FETの足が短く、配線には難儀しそうです。
なんとか、配線完了です。
電源電圧を落として、恐る恐る動作テストを行う事にします。
18Vの電源電圧で、テストしました。 アイドリング電流は、各100mAです。 入力3Wで13.5Wしか出ません。 1分くらい通電した後、入力をゼロにしたら、電源電圧が0.5Vくらい上昇し、電流はアイドル電流に戻る事無く、熱暴走を開始してしまいました。 バイアスの温度補償機能の応答速度が遅くて、熱暴走を阻止する事が不可能になっているようです。 結局、熱暴走を止められず、安定化電源が保護動作したのは、アンプのFETがバリバリと言った後でした。 温度センサーの位置や構造を一から見直す必要がありそうです。
対策として、1SS133をシリコンラバーごと銅板で丸め込み、これを、FETのドレインとシリコンラバーの間に挟み、止めた状態で、再テストしてみました。
電源電圧が16.4V、２W入力で、12W出て、入力をゼロにすると、ドレイン電流は、2秒くらいで、アイドル電流の状態に戻ります。
次に、電源電圧を22Vにして、３Wの出力まで、入力を加えたところ、熱暴走が始まり、またしても、FETはショートモードで破壊しました。 FETがショートモードで破壊しても、安定化電源のプロテクタが働き、電源は無傷です。
スーパージャンクションタイプのFETは、構造的に、ジャンクション部分から、ドレインの外側金属面までの熱抵抗が小さく、小さなドレイン面積でも、無限大サイズの放熱板を付けたら、仕様書に出てくる80WのPdを確保できますが、有限サイズの放熱板と、いくら、マイカより、熱抵抗が小さいという、シリコンラバーを介した放熱では、無理があるようです。 ここは、OMが採用しているように銅板をドレインに半田付けして、ドレインの面積を増やさないとダメなのかも知れません。
近くのホームセンターに1mm厚の銅板を買いに行き、現在の放熱板に取り付けられる、放熱フィンを作る事にしました。 結果は、大成功です。 52Wの出力を安定して得る事ができ、電源電圧40Vで70Wの最大出力を確認できました。
実施内容は全て、JE3PRM OMの記事の通りですが、具体的な工程を紹介します。
まず、1mm厚の銅板を左の様に20mm x 28mm角に切り取り、放熱板に取り付ける為の、丸穴を開けます。 大きめのシリコンラバーを用意しますが、銅板の下に敷くサイズを確保できないときは、複数枚用意します。 さらに、ビスとドレインを絶縁する、絶縁ワッシャを用意します。 この時、ワッシャの内側の高さが0.8mm以下の物でなければなりません。 銅板に開けるふたつの穴はこのワッシャが入る大きさが必要です。 私のワッシャは4.5φの穴でOKでした。
銅板をバイスでつかみ、60W以上の半田こてで、半田を少し盛ります。 また、FETのドレインの金属面にも半田メッキを行っておき、銅板上にFETを置き、銅板の半田を暖めると、その内、FETが簡単に銅板の上を滑りだします。 この状態で、FETが適当な位置で動か無いようにピンセットで押さえた後、半田こてを離し、半田が固まるまで待ちます。 このくらいの熱処理くらいでは、FETは壊れませんので、失敗したら、何度でもやり直します。
上は、そのようにして加工した放熱フィン付きのFETです。 右側は一発で半田付けが成功しましたが、左側は何度も失敗し、銅板面が半田メッキだらけになってしまいました。 ここで、注意したいことは、決して銅板の裏側に半田がつかないことです。 もし、誤って半田がついてしまったら、その銅板は廃棄するのが賢明です。
放熱板に止めるときは、間にシリコンラバーを挟み込みますが、もし、分割されたラバーの場合、互いに重ならないようにします。 上の写真では、放熱フィンを固定した後、銅板の端に沿って、ラバーをカッターで切り取りました。
次に、このFETに温度補償用のダイオードを半田付けします。
まず、1SS133の両方の足に長さ10mmくらいの耐熱スリーブをかぶせます。 耐熱スリーブが無いときは、耐熱リード線（半田こてで電線に半田メッキをしても、被服が縮まないリード線）の導体を抜き取り、残った被服をかぶせておきます。 0.3mm厚の銅板で図のように丸め込みますが、ダイオードと銅板の間にシリコンラバーを詰め込み、ラジペンで、丸く成型しながら、締め付けていきます。 ダイオードが自由に回転しなくなるまで締め付けます。 あまり強く締めるとダイオードが割れてしまいますので、要注意です。 最初シリコングリスを塗った状態で、銅板を丸め込みました。 しかし、ダイオードが破損する事が多く、緩衝材と熱伝導を兼ねて、シリコンラバーを挟み込むようにしたものです。 1SS133を入手出来ない場合、1SS178でも代用できます。 ダイオードのリード線に延長用の耐熱リード線をハンダ付けし、その部分に2φの熱収縮チューブをかぶせ、しっかり固定します。
この出来上がった銅板によるダイオードホルダーをFETのドレインの金属部分に半田付けします。
このようにして、加工したAMPの全体が上の写真です。 実装にあたっては、ドレインが放熱板にショートしていないか十分に確認します。 この実装状態でも、銅板のはしっことプリント基板のエッジがタッチしており、この修正の為に、基板をやすりで削る羽目になりました。
写真では、入力トランスの出力端に22Ωの負荷抵抗が見えますが、これは100Ωに変えてあります。 また、写真には有りませんが、ドレイン間に390PFのコンデンサを追加してあります。
さらに、コンベンショナルトランスの出力からLPFの間にあった470PFのコンデンサは廃止し、コイルは2.25uHに変更しました。 オリジナルは、LC直列回路でしたが、それじれの容量とインダクタンスをLCメーターで測定し、7100KHzのインピーダンスを計算すると、合計でプラスのリアクタンスとなりましたので、コイル単独で、同じリアクタンスが得られるようにしたものです。
左の表が、恐る恐る入力レベルと電源電圧を上げたときの、出力データです。
電源電圧40V、入力5Wのとき、めでたく70Wの出力が得られました。
そして、この70W出力状態から入力をゼロにすると、いっきにアイドル電流の状態に、Idが減少します。
今までの回路では、このテストをすると、アイドル電流状態に戻るまで10秒i以上かかったり、最悪熱暴走していました。
また、効率も、まずまずの数値を示しています。 ソースに接続した抵抗が0.33Ωなので、もう少し悪くなるのではと、危惧しましたが、それほど悪さはしていないようです。 ただし、70Wを連続1分以上出力すると、Idが少しづつ上昇します。 その程度は5秒で10mA程度ですが、30mA上昇したところで、入力をゼロにしたところ、Idは初期のアイドル状態に数秒で戻りました。 多分、70Wくらいが、最大電力になりそうです。 さらに、このFETのSOAを確認すると、40Vの電圧のとき、2Aが最大となっていますので、2石に均等に電流が流れたとしても、このくらいが限界でしょう。
FETのPd maxは2石で160Wですが、それは無限大放熱板の時だけです。 現在は95mmの2個のファンで強制空冷していますが、実際問題として、許容できる最大Pdは1/2の80Wくらいと、推測します。効率が45%なら、65Wくらいの出力が限界となりそうです。 このAMPはSSB用ですので、１分間くらい100Wの出力が出来、70Wくらいを連続30分以上出力出来たらよいと考えますので、 今後この限界を詰めようと思います。
アンプとは、別問題ですが、電源電圧を40Vにした事により、12Vのシリーズレギュレーターの放熱板の温度がずっと触れないくらい熱くなります。これは、ちゃんと対策しないと、バイアスが狂って、アンプを破壊する原因になりそうです。
そこで、基板上の小さな放熱板からトランジスタを外し、ステンレスのシャーシに直付けしました。 これで、様子を見る事にします。
この、プロジェクトの目標は100Wのリニアアンプですが、今までのスーパージャンクションFETを使った回路では、FETのPdが160Wしかなく、常温で、80Wまで許容できるとし、かつ、アンプの効率が50%とすると、最大で、80Wしか出せません。 そこで、このFETを2パラ、プッシュプルとし、最大Pdを320Wにして、100Wの出力を得る事にします。
上の段の左は、銅板に2石並べて半田付けしているところです。 2石の並びがずれないように、FETのTOPに両面テープを張り付けています。 両面テープの素材は紙ですので、半田こての熱で溶ける事は有りません。 右側は、2石のFETのゲートに1Ωの抵抗を挿入するために張り付けたプリント基板の短冊です。 この短冊の中に1Ωのチップ抵抗が付けられております。 この基板は両面基板となっており、裏側の銅箔で、2石のドレインを連結しています。
下段の左は、新たに作った、1SS133の温度センサーをドレインのフィンに半田付けしたところです。 銅板は、20mm x 28mmの先に使用した1石用を使用しましたが、FETを2石並べて半田付けするには、寸法的に、少し窮屈ですので、次回作るときは、20mm x 30mmくらいの銅板が良いのですが、放熱板側のタップ穴ピッチと合いませんので、写真のごとく、まとめました。 右上は、この放熱フィンを放熱板に取り付け、ドレイン以外の配線を完了した状態です。
出来上がった配線図とアンプユニットです。
2パラPPにしたので、コンベンショナルトランスの2次側巻線は3ターンにしてあります。 3ターンにしたので、今まで使っていました、2芯シールド線（黄色のワイヤー）がトランスの銅パイプの中を通らなくなりました。 そこで、少しロスが増えますが、50SQのKIV線に変更しました。多分、40V以下でも100Wが得られるだろうと、期待しています。
左が、電源電圧を上げながら測定した、出力や電流のデータです。
アイドリング電流は、各電源電圧の時に、プッシュプルの各片方ごとに100mAに合わせてあります。 パラ付けですので、個々のFETに50mAづつ流れる補償はありませんが、先に確認した、バラツキデータから、一方が100mAで、片方が0mAという事はなかろう、とみています。 C14は当初390PFのままで、測定しました。電源電圧34Vで、10W出力にして置き、最適値を探した結果1390PFと出ましたので、このコンデンサを1390PFに変更し、34.2Vの電源電圧の時、6Wの入力で、100Wでました。 なによりも、うれしいのは、390PFのとき、効率が39%だったのに、対して、1390pFの場合、効率が52%まで改善した事です。
データには有りませんが、電源電圧35Vにて、7W入力すると、120Wくらいでます。 それより出力を大きくすると、安定化電源のフの字プロテクタが動作し、電源がOFFになります。
いくら、温度補償回路を追求しても、放熱板の強制空冷はマストです。 アンプユニットを挟んで、2個のファンを動かしています。 右側の外側についているファンは、この医療機器にもともとついていたもので、95mm角厚さ25mmのものですが、長年使っていたのか、少々騒音が大きいです。 左側のファンは右側と同じサイズですが、最近、秋月より購入した安価なものですが、こちらは、かなり静かです。
このふたつのファンで、風を左から右へ抜けるように、CPU用の放熱板に吹きつけています。 70W出力中にファンを1個止めると、Idがすこしずつ上昇を始めますので、効果はバツグンです。 ただし、電流の増加は数十秒でとまり、こんどはゆっくり減少に向かいます。 この減少に向かうのは、温度補償が効き過ぎている為で、弊害として1分以上エージングすると、ゆっくりと出力も減少します。 10分くらいのエージングで、50Wの出力が42Wくらいまで落ちます。 この弊害は、壊れるよりはましですので、このままです。
やっと、リニアアンプが完成しましたので、TSSへ保証認定を依頼している間に、エージングテストをやることにします。
一応、まともに動き出しましたので、スプリアスや2信号特性を確認しました。
左上は70W出力時のスプリアス特性です。 100W出力にしたら、第2高調波を含め、さらに良くなります。右上は、7MHzのLPFの上部が開いていましたので、蓋をしました。 蓋の有り無しで、データは変わりませんでしたが、気休めです。
なお、これはFETのバラツキと考えられますが、各100mAのアイドル電流にした状態では、第2高調波が、-35dBくらいまでしか落ちていませんでした。 そのため、スペアナを見ながら、バイアス電圧をいじってみました。 結果は、一方はバイアス電圧を上げると、高調波が少なくなるのに、もう一方はバイアス電圧を下げた方が高調波は下がります。結局、両方とも100mAに調整した後、一方のバイアス電圧を下げる方向で調整し、-50dBはクリアーしています。
左上が20W出力時の2信号特性です。 右上は、50W出力時の特性で、リニアリティはあまり良くありません。 ただ、この波形は30分くらい連続出力した後の波形です。
無信号送信状態にしておき、入力を5秒間加えて出力を測定し、直ちに入力OFF。次に入力ONまで10秒以上休むというやり方で、測定したデータが左のグラフです。 このデータを見る限り、90Wくらいまでは、リニアリティが確保されているのが判ります。 私のスペアナの分解能が悪く、IMD特性は見る事が出来ません。 測定専用のバンドスコープ付きSDR受信機を用意できたら、測ってみようとは思いますが、あまり良い特性ではないと、思われます。 ただし、変調音を聞いた感じでは、違和感は有りませんでしたので、当面はこのままです。
また、前回の調整から1か月以上経過したLO漏れとUSB漏れをチェックしましたが、いずれも-50dBを確保し、ドリフトはありませんでした。
リニアアンプのケース入れが完了しましたので、この状態で、エージングテストです。
久しぶりに、コメットのSWRメーターとオイル冷却ダミーロードを物置から引っ張りだし、TS-930Sを信号源として、エージングテストをしました。
まず、最初に100W出力で、2分間、連続出力した後、70Wに出力を落とし、そこから、30分間、連続出力を行いました。 時間経過とともに、出力が減少しますが、これは、TS-930Sの出力が下がるのと、このリニアアンプのゲインが下がるのが原因で、下がってきたら、TS-930Sの出力を上げ、常に70W出力が出るようにしました。 最初、入力2.5Wで70W出ていましたが、2分くらい経過すると、出力が下がり始めるので、出力70Wをキープするように、TS-930Sの出力を調整しました。 30分のエージングが終了し、その時のTS-930Sの出力は3Wになっていました。 その状態で、入力を10Wまで上げてみましたが、アンプ最大出力は100Wでした。
左上は、70W出力時のTS-930S出力。 右上は、リニアアンプの出力波形です。 出力波形は、スペアナのデータでも判るように、完全な正弦波です。
エージング終了後、出力を可変すると、30W前後の時だけ、約5MHｚと10MHzのスプリアスが発生します。 原因は、FETの電流がこの付近の値の時だけ発振するようです。 多分、FETのゲインがこの出力付近で最大となるのでしょう。 対策として、ドレインからゲートへ1000p+1Kのシリーズ回路で負帰還をかけることで解決しました。
もともと、このケースのフロントパネルは紺色でしたので、このアンプも紺色で仕上げました。 メーターの左側に縦線が見えるのは、A4サイズのプリンターでは、パネル全体を印刷できず、この線の部分を境に分けて印刷した為です。
TSSの保証と、総通の許可が降りたら、ON AIRにトライします。
10Wのトランシーバーでもコメントしましたが、サウンドカードの中のブロック図は理論的に考えられるブロックで、HDSDRの中が、このようになっているかは確認していません。
このテストの途中、送信から受信にした時のタイミングが、SDRより、リニアアンプの方が、かなり遅れます。 遅れは1秒以上です。 原因を調べたところ、SDR側のフォトカプラーのLEDにつながる電源ラインが、負荷となるリレーとデカップリングコンデンサの為、かなりゆっくり降下し、その間、LEDの消灯開始電圧まで、フォトカプラーの2次側TRがONしたままになっていました。 対策として、フォトカプラー内のLED両端に510Ωを並列に入れ、電源ラインが6V以下になると、LEDが消灯するようにしました。
LED消灯対策済み 7MHz_SDR2.pdfをダウンロード
70W 30分のエージングテストは終了しましたが、ON AIRの許可が出るまで2週間はかかりますので、ダミー抵抗に出力しながら、模擬運用を行っていますが、事故が2件発生しました。
まず、40Vでテスト送信を開始したら、どこかでスパークが起こり、明るくなったのですが、どこでスパークしたのか判りませんでした。 それでもアンプは正常に動作しており、正常にテストが終了しました。 後日、コンベンショナルトランスのメンテの為、これを取り外すと、電源が供給されるチョークコイルを通った後の、コモン部分に設けた4個の104Kの内、2個のチップコンデンサが黒焦げになっていました。 チップコンデンサが黒焦げになりましたが、オープン状態となった為、アンプは正常にに動いていたものです。 このコンデンサはDC50V耐圧のもので、ここに通常電源電圧以上の電圧は加わりません。 壊れたチップコンデンサはメーカー不明の秋月から買ったもので、壊れなかったコンデンサはRSで買ったTDK製でした。TDK製は全部使い果たし、秋月のものしか手持ちがありませんので、秋月のものに、とりあえず交換しました。 1週間後、このスパークが再発しました。 壊れたのは、また秋月から買ったチップコンでした。 今度は、村田SSのラジアルタイプ0.1uF2個に変更し、様子を見る事にします。
35V 20Wくらいで、エージング中にアンプ入力をON/OFFしていたところ、突然、出力なしになりました。 調べると、FETと電源は正常、 バイアス電圧が２Vくらいまで下がり、FETがカットオフ状態になっていました。 この原因も入力トランスからの信号をFETのゲートに接続するとき、絶縁の為に挿入した50V 104Kのチップコンデンサが、絶縁不良を起こし3KΩ位の抵抗値を示していました。 ここでもDC50Vを超えるような電圧がかかるとは思えないのですが、壊れてしまいました。 修理は、同じ50V 104Kに交換です。
FETのゲートバイアスの温度補償が、効き過ぎの状態でしたので、左のグラフのように、温度変化に応じて、傾斜が変わるような回路を作り、その効果を確認してみました。
このカーブは、R37、R38の値をパラメーターとして、作成したものです。 グラフはVR4によるバイアスを3.5Vくらいに固定して作成しましたが、VR4を動かすと、飽和レベルが上下します。
VR4による固定バイアスを実際に動かしながら、実験した結果、従来の回路では、例えば、50W出力から、いきなり入力をOFFにした場合、即、元のアイドリング電流以下まで戻り、ひどい時は、一瞬0mAになります。 これは、高出力時、回路がB級ではなくC級で動作していたことを意味し、リニアリティの悪化につながります。
正常なバイアス状態は、出力レベルにかかわらず、常にB級もしくはAB級で動作する事ですから、入力OFFしたら即座にアイドリング電流値に戻らねばなりません。
従い、実際の調整方法は以下のようになります。
まず、R37,38を2.2KΩに固定しておき、さらにVR1,VR2最小の状態でVR4を最小電圧になるようにしておき、VR1とVR2を調整し、アイドリング電流が100mAになるように調整して置きます。 そのあと、出力を70Wくらいまで上げ、FETが十分熱くなったら、急に入力をOFFします。 すると、ドレインに流れる電流は即、アイドリング電流まで落ちるか、あるいはそれ以下になります。
同様にして、VR1,2を最小にした後、VR4による初期電圧を少しあげ（0.2V刻みくらい）、VR1,2でアイドリング電流を100mAに調整します。そして、また70W出力にした後、入力をOFFした時の電流を観察します。
これを何回か繰り返していくと、あるVR4の電圧を超えると、入力を調整し、OFFしても,即アイドリング電流に戻らず、数秒から10秒以上遅れるようになります。 この遅れが発生するようになった場合、70W出力の時、アイドリング電流が増えていることを意味します。
そこで、VR4による電圧を少し下げて、入力OFF時、即、電流がアイドリング電流まで落ちるポイント選び、その状態に固定します。
これで、温度補償を考慮したバイアス電圧の設定は完了しましたが、場合によっては、出力レベルにり第2高調波が、規定の50dB以下に収まらない事が発生します。
もし、そのような現象が発生した場合、以下の調整を行います。
VR4は先に決めたポジションにしたまま、再度アイドリング電流をVR1,2を調整して、今度は120mAくらいに設定し、入力を次第に上げていくと、出力レベルにより第2高調波レベルが変動する現象がみられます。 この現象が現れたら、第2高調波レベルが一番高くなる出力にしておき、そのレベルが小さくなるようにVR1かVR2どちらか一方を調整します。 どちらを調整すのかは、VR1もしくはVR2をバイアス電圧が低くなる方向に回したとき、高調波レベルが下がるVRのみを調整します。
このようにして調整した結果、100W出力で第2高調波を60dB以上低くする事ができます。 ただし、ある程度が限度で、VRを調整しても低くならないときは、LPFのATT量が不足とか、LPFの入力が出力と結合しているとか、ほかの要因が考えられます。
この調整方法はスペアナが無くても可能です。 第2高調波である14MHzを受信して、7MHzの基本波より50dB以上低ければ問題なしです。
この調整状態で確認した2信号特性のリニアリティが以下の波形です。 50Wくらいまでなら、我慢できる波形をしています。30分エージング後の波形で、左から順に30W、40W、50W出力時の2トーンの波形です。
また、当初より有ったエージング中にゲインが低下する件も若干の改善がみられました。 入力2.2Wで70W出力があった状態で、30分エージング終了後、同じ70Wを出す為の入力は2.4Wくらいでした。 なお、30分エージング後の最大出力は入力を10Wにしても、100Wと変わりませんでした。
最終配線図 PWR-AMP100W_7.pdfをダウンロード
下の写真は、完成したリニアアンプの内部です。
1週間で、TSSの認定がおりましたので、即日、総通へ、SDRトランシーバーとこのリニアアンプの追加申請を行いました。 そして、さらに1週間後、総通から審査終了のメールが届きました。 指定事項の変更はないので、即ON AIRできますが、その前にHFのアンテナの整備が必要なようです。
HFのアンテナを4か月くらい使っていなかったのですが、ベランダのMTUを調整して、いざ、送信機に繋ぐと、SWRが３以上になります。 色々試した所、同軸の長さでSWRが変わります。 また、新しい問題が出てきました。 1時間余り奮闘した結果、MTUにつながるMコネクタのゆるみが原因でした。 それを対策して、CQを出しました。 1エリアのOMさんとつながりましたが、了解度がさっぱりです。 RSの交換のみで終わってしまいました。 そのときのバンドスコープが以下です。
コンディションが良い時は、左にある橙色の帯が画面いっぱいに広がるのですが、さすがに、カーソルが示す周波数帯の信号は、良く見えません。 相手の方には59で届いているみたいですけど、残念ながら、こちらの受信状況はR2くらいでした。
ここで、送信と受信のアンバランスが問題として浮上してきました。 今後の課題です。
カテゴリ<SDR>
LOのキャリア漏れが経時変化で3日も持たないという問題に遭遇し、一時、諦めていたダイレクトコンバージョントランシーバーでしたが、既存のICミキサーを使い構成したIQミキサーの予備検討で、うまくいきそうな感触をつかみましたので、今までのSoftrockコピー品とは異なる、HDSDR用の直交復調器、および直交変調器を作成し、実用可能なSDR SSBトランシーバーの制作に再トライです。
まず、LOの漏れで失敗したQSE回路は止め、ギルバートセル回路をIC化したダブルバランスモジュレーターNJM2594を2個用意し、これでIQミキサーを構成する事にします。 このミキサーは無調整でキャリア漏れを-40dBくらいに抑える事ができ、マニュアルのバランス調整回路を追加する事により-60dB程度まで実現出来る可能性を秘めています。 問題は、2個のICで構成したIQミキサーが、直交変調器として動作するかどうかですが、これは、回路実装が終わってから、確かめる事にします。
また、チューナーの検討の途中で、90度位相の異なるキャリアの高調波成分を抑えると、受信時のノイズが10dBほど少なくなるという現象がありましたので、SoftrockのQSD回路ではなく、高速アナログSWとフィルタリングしたLOを加える事により、受信S/Nの改善を期待する回路に変更する事にします。
上の回路図は、S/Nを改善する為に、IQ復調回路を２G66に戻し、キャリアの高調波を少なくする為にシリーズ抵抗によるLPFを追加した回路です。 2G66の入力端子には、数PFの容量がありますので、このCとシリーズのRによりRC LPF が出来ています。
左上は、途中までマウント完了した90度位相の異なるIQキャリア発生部分と受信回路です。 このIQ復調回路に加えるキャリア（LO)の波形が右上でかなり広域をカットしました。 そして、この状態で7MHｚを受信したのが、下のスペクトルです。
ノイズレベルが-120dB付近にあります。 この日あまりコンディションが良くなく、TS930のSメーターでも一番強い局がS9くらいでしたので、従来よりかなりS/Nが良くなったのではないかとと期待しています。 このIQ復調回路に、2G66という高速アナログSWを使いましたが、74HC4066でも問題なく動作するはずです。
左のスナップは、これらの回路条件で、HDSDRの受信IQバランスの設定状態です。 Right Delayのレベルが赤色に変わるほど、バランスレベルが狂っていました。 この原因は、ノイズを削減する為に、LO供給回路にLPFを入れ、高調波を小さくしたことにより、I及びQのキャリアのレベルや位相がかなりずれてしまい、それをHDSDRの調整機能でカバーした事によります。 USB信号のリジェクションレベルは-50dBくらいです。 アナログ回路にかなりの誤差が有っても、それをカバー出来るだけの広範囲のバランス調整機能が実装されているのは有難い事です。 このRight Delayのレベルは、その後の再調整にて、赤色が消える状態で、調整可能になっています。
以下、その後の感想です。
100Wのリニアアンプが完成し、総通の許可も降り、いざQSO出来る体制ができると、受信機の性能の悪さが大変気になります。 バンドスコープでS/Nが10dBくらいのLSBを聞いても、R3です。 同じ信号をTS-930で聞くとR5です。 ダイレクトコンバーションのRXは聴感上の了解度ははなはだ悪いというのが実感できます。これを少しでも改善する為には、HDSDRをインストールしたPCにつながったサウンドカードを最低のサンプリングレートに設定する事のようです。
一方、送信用のIQ変調回路は、NJM2594によるかなりシンプルな回路とします。 その回路図を下に示します。
ギルバートセルで構成されたNJM2594は、SoftrockのQSE回路程ではないにしろ、通常のAMPより低インピーダンスで動作し、IQ信号の入力インピーダンスは600オームくらいしかなく、その前にあるバッファーのOPアンプは低出力インピーダンスが要求されますので、秋月で手配したAD8532ARをそのまま使います。ただし、SoftlockではIC2個使っていましたが、この回路では1個でOKです。 その代わり、変調回路のICが2個使いになります。
この変調用ICの応用例では、キャリアも信号も1MHz以上のRFとして説明していますので、今回のように、信号が低周波の場合、周辺のコンデンサの容量を低周波用に修正しておく必要があります。 また、Softrockで有った、キャリアの位相を調整する為のトリーマーは付けておりません。 それぞれのICでキャリア漏れを無視できるまで、減衰できたら、位相を合わせてキャンセルさせる必要はないというのが理由です。
このようにして組んだ回路の全体が下の写真になります。
この基板を組むのは2回目となりますので、先に部品配置を検討することができ、かなりすっきりした配置となり、かつ、念のため、各ブロックをシールド板で囲みました。さらに、変調回路へのキャリア注入は、LO回路から同軸で結すんでおります。
左上が変調ICのキャリア入力波形で300mVppくらいあります。 高調波が多いですが、変調後段にはいくつもの7MHz共振回路がありますので、問題になりません。 右上は、この回路の最終段におけるDSB信号のスペクトルです。 信号周波数は8KHzですが、まだ、IQ信号を加えていませんので、USB、LSB両方の信号が出ております。大きな信号のセンターに少し出ている信号がLO漏れです。LO漏れキャンセル回路は無調整ですが、すでに-40dBくらいのキャリア漏れに抑えられていますので、完成状態で調整することにより-50dBくらいは確保できるのではないかと期待が持てます。
受信のRFアンプにデュアルゲートのFET BF1211WRを使っていますが、この便利なFETは廃番となり、入手が難しいので、東芝の3SK293による回路例も示しておきます。 また、変調回路の+Bラインに6.3V2200uFのデカップリングコンデンサが付いていますが、これはたまたま手持ちが無かったので使っているもので、100uFもあれば十分です。
左上は、IQ変調回路基板を入れ替え完了した状態です。 右上は、NJM2594のキャリア漏れキャンセル回路を調整し、かつ、HDSDR内のIQバランスを調整した状態です。 キャリア漏れは-45dBくらい、USB漏れは-52dBくらいになっています。 この状態で、電源を切り、1日放置した後、再測定してみる事にします。
左上が15時間くらい経過した、朝のテスト結果です。右上は、同じ出力条件での2信号特性です。 とりあえず、半日くらいは問題ないようです。 この後、ドライヤーで温めてみましたが、大きな変化はありませんでした。
左上は、5日後のキャリア漏れとUSB漏れです。前回とほとんど変化はなく、期待した通りの状態を維持しております。 右上は、LO漏れを最小にすべくNJM2594に設けた半固定抵抗を微調整したもので、キャリア漏れは-51dBくらいになりました。 このキャリア漏れを再調整した事によりUSBイメージが若干悪くなりましたが、HDSDR側のキャンセル機能でノイズ以下にする事ができます。 また、出力アップ時のスプリアスは、LOとTUNEのOFF SETをゼロにしますので、許容範囲に収まります。
今後さらに確認を継続しますが、何とか使える見込みができましたので、一旦中止した100Wリニアアンプの製作を再開することにします。
この基板のチップコンデンサの電極断線が3か所も発生し、まともに動作させるまで半日かかってしまいました。 また、トランジスタのコレクタの半田不良により、送信ができなくなるトラブルも発生しました。 左の画像で赤丸の部分ですが、写真で見る限り、半田付けされていません。 しかし、機械的には接触しているようで、動作上は、異常はありませんでした。100Wリニアアンプ検討中に、出力が出なくなるという問題に遭遇し、困っていましたが、その原因がこれでした。 回路が熱を帯びると、膨張の為、接触しなくなり、ベースバイアス電流が狂うという症状で問題が現れました。
チップ部品の半田付けは見た目以上に難しいですね。
リニアアンプにつなぐ為、出力のリニアリティをチェックしました。
左から、出力 1.5W 2W 2.5W 3Wです。2Wまでは、リニアリティの悪化は少ないようですが、2.5Wあたりから、見える形で飽和がが始まっており、3Wでは、はっきりと飽和が認められます。 100Wのリニアアンプを最適に使うためには、2.5Wの出力のとき、70Wくらい出るのが理想かも知れません。
100Wリニアアンプと結合したとき、送信状態から受信に切り替わる場合、リニアアンプが受信になるまで、1秒以上の遅れが有りました。 その対策として、フォトカプラーのLED側に抵抗を追加しました。
LED消灯対策済み 7MHz_SDR2.pdfをダウンロード
100Wリニアアンプの制作に続く。
カテゴリ<SDR>
前回までに、各基板を組み立て、動作確認と、ソフトのデバッグも一通り完了しましたので、次はリニアアンプを含めた送信ユニットの動作確認と調整です。
送信用のDC/DCにリニアアンプをつないで、いざ送信状態にすると、電源電圧が１Vくらいまで落ちてしまいます。 無負荷の場合、13Vくらいをキープしていますが、負荷がかかったとたん、電圧が落ちます。 配線ミスかと、電源基板をひっくり返して調べてみましたが、異常は有りません。 困り果て、このDC/DCの仕様書を読み直すと、DC/DCの入力部には390uF以上、出力部には、780uF以上の電解コンデンサを付けろとあります。 今までは0.1uFしか入っていませんでしたので、まず出力端に1800uFを追加しました。 この追加で正常に動きだしましたが、まだ入力部には0.1uFしか入っていません。 手持ちの電解コンデンサでサイズの小さなコンデンサは50V47uFしかなく、やむなくこれのみを追加して様子を見る事にしました。 とりあえずは5W15分間くらいの連続送信でもOKのようです。
修正した配線図 SDR-TRX_POWER2.pdfをダウンロード
電源が正常になって、最初に見たのは、キャリア漏れとUSBイメージの漏れです。
LOとTUNEのOffsetを8KHzとしてトライします。
左のスペクトルは700Hzの信号で変調した時のスプリアスです。 キャリア漏れ調整用のVRを多回転タイプに変更したのが効いて、-47dBくらいに苦労せずに落とす事ができました。 VRの調整が楽になったので、逆に60Pのトリーマーの調整がクリチカルに感じられます。
USBのイメージ信号も、-53dBくらいまで落とせました。 ここは、もう少し根気を入れて調整すると-60dBも可能かも知れません。
この状態でOffset周波数をゼロとして、音声をTS930でモニターして見ました。 音質的には、かなり低音が伸びた音ですが、歪感はほとんど有りません。 歪感が無い為、かなり柔らかい音質になっており、逆に了解度を落としているような気がします。 ここは実際にON AIRしたとき、意見を聞き、MICの周波数特性を調整する事にします。
そのoffset 0 のスプリアスデータが以下の4枚です。 測定に際し、ATTが入っていますので、絶対レベルは無視して下さい。
左上が、スパン200KHz、右上がスパン1MHｚ、左下がスパン10MHｚ、右下がスパン50MHｚです。余計なスプリアスは皆無で、第2高調波の14MHzも-58dB以下、3次以降はノイズレベルに収まっています。
電源トランスと整流回路は、2A負荷時のDC電圧が、24Vくらいありますので、ファイナルとそのドライバーの電源のみを、レギュレーションを確保できる１8Vまで上げました。 さらに、ファイナルのトランスの2次側ワイヤーをAWG24からAWG18に変更しました。 その状態でも出力は7Wくらいしかでませんが、アイドル電流を1.7Aまで増やすと12Wの出力がでます。 しかし、アイドル電流1.7Aは多すぎます。 ここまでアイドル電流を上げる必要があるのは、プッシュプル用のIRFI510のゲート電圧がバラツキ、両方同じバイアス電圧では、どちらかのFETにまともにアイドル電流が流れていないことになります。
この対策の為、ゲートバイアス調整回路を独立させ、FETのバラツキに合わせて、個別に調整出来るように回路変更しました。
上が、その変更後のパワーアンプです。バイアス調整用半固定を2個にし、1石当たり400mA、2石で800mA流れる様にしたとき、出力10Wとなりました。
TSSへ申請し、途中、IRFI510の仕様書を送れというコメントが付きましたが、1週間で認定を受ける事が出来ました。 そして、さらに1週間後に総通での審査が終了し、この増設は承認されました。
これで、電波として発射できる様になりましたので、ON AIRにトライする事にします。
12月の午後７時ごろ、珍しく６エリアの局が１局だけ聞こえますので、試しにコールしてみました。 １回のコールで捕っていただき、以外と簡単に1st QSOが成功しました。 ただし、問題も発覚。 7200KHz以上の放送電波が混信します。 どういう理屈で混信するのか判りませんが、LOの周波数付近だけで混信し、offsetを設けた場合、混信しません。 どういうメカニズムで混信が起こるのか今後の課題となりました。
また、チューニングの為、周波数を変更する度にミューティングがかかる問題ですが、周波数可変のステップを1KHzにして、我慢する事にしました。 最近のリグの周波数がDDS制御となり、7MHzの場合、ほとんどの局がキャリア周波数をKHz単位で設定し、交信していますので、1KHzスパンの可変でも問題ないようです。 もちろんスパンを100Hzに切り替える事ができますので、SSBの場合、ほぼ全ての周波数で運用は可能です。
ただ、ワッチだけしている時の選局操作性は良く有りませんので、この場合は、LOとTUNEのシンクロを解除して、PC側のバンドスコープを見ながら、マウスで選局する事にしています。
10Wリニアアンプ 最新配線図 SDR-TRX_RF_POWER2.pdfをダウンロード
電源供給回路に有った、FETによるスイッチング回路は廃止しました。送信ON時の電源はDC/DCを直接スタンバイ信号で制御する事にしましたので、不要になった為です。
ファイナルのFETのゲートバイアス用に追加したR1,R2の抵抗は、手持ちの関係で2.4KΩにしたもので、ここは、1kΩから10KΩくらいの適当な抵抗でもOKと思います。
ドライバー段の直流動作ポイントが最適になるように、ベース抵抗を半固定抵抗に変えてあります。
TSSの認定時に提出したブロックダイアグラムを添付します。
このブロック図の中で、サウンドカードとして囲まれたブロックは、実際にHDSDRが、このようになっているのかは確かめていません。 サウンドカードにアナログのマイク入力を加えると、サウンドカードの出力から約0.3秒遅れて、ベースバンドのI信号とQ信号が出てくる事実を元に、原理的に実現できるブロックを示したもので、ここは、入力と出力の関係が合っておれば、どんなブロック図でもOKと考え提出したものです。 TSSも総通もこれで承認していただきました。
LOとTUNEのOff set周波数がゼロになった場合の2信号特性を比較しました。
上はUSB漏れが-25dBのバランス調整不完全状態での出力波形ですが、左がOffset 8KHz、右が0KHzです。 Offset ゼロの場合、かなり歪んでいます。
上は、USB漏れが-50dB以上になるようにIQバランスを調整した状態で、左が、Offset 8KHz、右がOffset 0KHzです。 右の波形は左より歪んでいますが、USB漏れ-25dBより、かなりマシな波形をしております。
上のスペクトルは、左が、Offset 8KHzでUSB漏れを-50dB以上に調整した場合、右は同じUSB漏れで、Offsetを0KHzとした場合です。 左側に有った-43dBくらいのスプリアスは右側では、完全に消えています。 これらの結果から、SSBの変調音に歪が生じますが、ゼロオフセットで運用した方が良いという結論です。
この様な結論になる条件として、IQバランスやキャリア漏れが重要になりますが、アナログ回路の宿命として、バンドを変えると、いずれも、調整をやり直さなければなりません。 アナログ式のダイレクトコンバージョントランシーバーに、マルチバンド対応を要求するのは、無理がありそうです。
3rd QSOも成功しましたが、出力10Wで、昨今のコンディションでは、安定したQSOは望めませんので、このトランシーバーの後に追加するリニアアンプを作る事にします。
リニアアンプを作り始め、1月下旬には、このSDRトランシーバーを接続して、動作テストするところまで来ました。 ところが、前回の調整から、約3週間過ぎてみると、キャリア漏れが-20dBくらいまで悪化していました。 経時変化がかなり大きく、ここで、再度、キャリア漏れを最小に調整すると、IQバランスがくずれますので、IQバランスも再調整が必要となります。 最大のドリフト要因は、DCバイアスのずれで、半固定抵抗を再調整しなければなりません。 また、トリーマーも半固定VRほどでは無いにしろ、再調整が必要です。 結局、このトランシーバーは、使う前に必ず、LO漏れとIQバランスを再調整しても、3日も経つとLO漏れが-25dB程度までドリフトしてしまい、安心しては使えないものであることがわかりました。 リニアアンプも半分はできましたが、100Wで送り出すほどのSSB信号の完成度はなく、リニアの制作は中止しました。 その代わり、継時変化の少ない直交変調器に関する情報を探す事にします。
1か月近く調査、検討した結果、LO漏れを抑えられる回路の可能性がみつかりました。
HDSDR用ダイレクトコンバージョントランシーバー改訂版 へ続く。
カテゴリ<SDR>
DDS VFOを含め、主要な各ブロックができましたので、これを、使用可能なトランシーバーにまとめる作業です。 ケースは、ヤフオクで落札したパナソニックの周波数カウンターで、その中身を取り去り、新にSDRのトランシーバーを組み込みます。
まずは、ケースを採寸し、JWCADで図面化し、改造内容や、新に作る部材を検討します。
元が周波数カウンターでしたので、周波数を表示するLEDが8個並んだ表示部がありました。 ここにLCDの窓が収まるようにデザインを決め、右端の入力端子エリアはスピーカーを取り付ける為、穴をいっぱい開け、付属していたレベルメーターは、目盛板を書き換えて、電源の電流計に変更します。
今回は電源を内臓させます。 受信用は3端子レギュレーターによる12V、送信側はDC/DCコンバーターによる14Vとして、新規に作りました。 基板はエッチングではなく、アクリルカッターで銅箔を切り出した手作りです。
結構高密度ですが、50mm x 144mmの基板に収まりました。
パワーアンプ部は、ちょうど、アルミの仕切り板がありましたので、その板をシールド板として、LPFやアンテナリレーを組み込みました。 アンプはオープン状態ですが、回り込み等が発生するようなら、シールドを考える事にします。
一応、全部のユニットをまとめたものが下のショットで、送信用のサウンドカードやUSBハブも内臓させます。
パネルも、プリンターで印刷したクラフト紙を張り付けて、なんとかサマになりました。
各ユニットの結線を行うに際し、一部コネクターの変更を実施し、以下の回路図のごとく修正しました。
DDS VFO SDR-TRX_VFO1.pdfをダウンロード
電源 ＆ スピーカーアンプ SDR-TRX_POWER1.pdfをダウンロード
この電源は、送信用DC/DCが動作せず、次の記事で回路変更を実施しました。
リニアアンプ SDR-TRX_RF_POWER1.pdfをダウンロード
とりあえず、受信部の動作確認ができました。 DDS VFO側からHDSDR側のTUNEやLO周波数を可変できるのですが、周波数を可変すると、一瞬ミューティングがかかり、今どの周波数を可変しているのか判らなくなります。 通常のトランシーバーのように、SSBの音調が連続的に変化して、ゼロインできる感覚が有りません。 慣れたらOKなのか、しばらく様子を見る事にします。 配線が入り乱れていましたので、線処理をしていたところ、FT234XにマウントされているUSBソケットが銅箔ごとはぎ取られてしまいました。 SMT部品は、こういう機械的な強度を全く考慮していなく、気を付けないと、あっと言う間に壊れてしまいます。 やっとの事で、組み立てを完して、さあ、これから、送信機能を実用レベルになるように調整しようと、考えていましたが、ガックリです。 ソケットを元の状態に戻すのは不可能でしたので、USBコネクターの各端子にUSBケーブルを直付けする事にしました。 端子間ピッチが0.5mmですので、そこにケーブルをハンダ付するのは、大変で、10倍ルーぺで何度も確認しながら約2時間の作業で、なんとか動作するようになりました。
LO漏れをキャンセルする半固定抵抗はクリチカル過ぎて、なかなか最適値に調整する事が出来ませんでしたので、同じ5KΩの多回転タイプに変更しました。 これで、キャリア漏れを最少にする為の調整が楽になる事を期待したいと思います。
トランシーバー化するに当たり、追加したRIT機能や、10MHzを送信モードにして10MHz標準電波でゼロビートを取り、DDSの発振周波数を校正する機能も追加しました。 もちろん、校正したデータはEEPROMに記憶されます。 バグがあるかも知れませんが、とりあえずはソフトも完成です。
Offset周波数がゼロ以外のとき、送信から受信に切り替えると、HDSDRの周波数が変わってしまうというバグが見つかり、上のファイルは修正済みです。
使っているPCが8年前のモデルで、スイッチON後、なかなかアプリが動作する状態になりません。特に、OSの更新が行われる度に遅くなるような気がします。 電源ONしてからHDSDRが動作するようになるまで5分かかっていました。 そこで、年末ぎりぎりでしたが、PCをwindows 10に変更しましたので、快適に操作できるようになりました。 ロータリーエンコーダーのチャタリングにより、周波数可変が数ステップ飛ぶというバグがありましたので、対策を実施しました。 対策と言っても、エンコーダーからの割り込みが有り、処理を完了した後、2ミリ秒間次の割り込みを禁止したものですが、問題なく動作しています。 PCをWindows 10に変えたと同時にMPLABX IDEやXC8,XC16も最新バージョンをインストールしました。おかげで、トラブルは全くなしです。
電源基板を組み立てる時、ハンダのタッチ部分を修復する為に、ハンダ吸い取り編線を部品箱から探しだし、いざ使おうとすると、フラックスが全くしみこんでいない、ただの編線でした。 2個買ったのに、2個とも同じです。 どこから買ったのか忘れましたが、多分、何に使うか判らない業者が、コピー品を作り、安く売り込んだのでしょうが、それを、売っている販売会社も使い方をしらないのでしょうね。 仕方がないので、フラックスのビンの中に編線を押し込み、フラックスをしみこませた後、半日、日光で乾燥させて自作しました。
さあ、次はいよいよ、送信部の調整です。 ダイレクトコンバージョン式SDR完成（送信部）へ続く。
カテゴリ<SDR>
SDR用のリニアアンプも出来ましたので、次は、このSDR専用のDDS VFOの作成です。 DDSは、Si5351Aを使います。 これを制御するマイコンは、手持ちしていたPIC18F14K50という8bit品です。
HDSDRを制御する必要から、RS232Cのインターフェース付で、CATコントロールが出来るようにハードを構成しますが、まずは、DDSの部分だけの開発になります。
左が、主要部品を実装した基板です。 使用したLCDが5V品でしたので、DDSやマイコンのVdd 3.3Vとマッチしません。 そこで、3.3V/5Vの変換ICを入れてあります。 その為、変換基板が大きく、かなりの面積をこれが占有してしまいました。
Si5351Aは、RSから5個ほど調達して有ったので、秋月からMSOP 10Pの変換基板と25MHzのクリスタルのみ購入し、マウントにトライしましたが、クリスタルがあまりにも小さくて、ハンダ付け作業が、まともにできません。 作業中にピンセットではさみそこない、どこかへ飛んで行ったりし、最初から秋月で販売している基板マウント済みのユニットを買うべきだったと反省しています。
しかし、バラで買ってしまったものを、そのまま廃棄する訳にもいかず、以下の対策でなんとかDDSが動作するようになりました。
厚みのある両面テープを小さく切ってクリスタルを基板に貼り付け動かないようにしておき、極細の銅線で、右の写真のように配線しました。 この状態にするまで2時間くらいかかっています。 動作確認は通電状態で、クリスタルが発振しているかをオシロで確かめました。
このDDS用のソースプログラムはこちらからいただきました。 PICマイコンの品種が違いますので、レジスターの設定は異なりますが、それ以外は、無修整で動いています。 （Very TKS)
使用しています、Si5351Aのクリスタル周波数が正確に25MHzでは有りませんので、そこは、実際に発振した周波数に補正します。 周波数設定を7100000Hzにして、Si5351Aから実際に出力された周波数は7099KHz台でしたので、この7099K台の数値を7100000で割り算した係数を25MHzの数値に掛け算して、プログラムの中で定義したDDS周波数は24999395Hzとなりました。 ここでもTCXOの周波数カウターは、大いに役立ちます。
右がDDSの指定周波数、左が、SDRのLO用に4倍した周波数で、5Hzの誤差となっています。 見ての通り、周波数カウンターに、白い雲が表示されるようになり、その面積が次第に拡大しています。 同時にコントラストも薄くなってきましたので、この周波数カウンター用ＬＣＤは、またも交換する羽目になりました。 aitendoで買った安いＬＣＤは、これで2個続けてＮＧとなりました。
久しぶりにXC8を使う為に、最新バージョン2.1をインストールしました。 ところが、割り込みの記述でエラーが出て、1時立ち往生しましたが、インターネットで情報を探し出し、なんとか切り抜ける事はできました。
PCにターミナルソフトをインストールして、このVFOとPC間をRS232CタイプのCOMポート経由で通信するPICのソフトを、XC8を使い開発始めましたが、PIC18用の専用ライブラリは、最近のXC8では機能しなくなり、USART機能を一から構築する事になりました。 受信が出来るようになったけど、送信ができないと、1週間以上悩んだあげく判った事は、ADM3202の送信入力ピンがGNDにショートしていた事によります。 使用したSUB9pin用変換基板の配線誤りでした。
VFOとPC間の通信が出来るようになりましたので、いよいよVFOとHDSDRとの通信です。
上の説明はHDSDRの「CAT to HDSDR」のダイアログに表示されるCAT通信に関する説明です。 CATフル対応ではないですが、VFO側から周波数と送信受信の切り替え、それにモードの変更をKENWOODのCATプロトコルで制御できるという説明です。 KENWOODのCATコマンド体系は公開されていますので、そのプロトコルで通信が出来るようにPICのソフトを組みますと、VFO側から、周波数や送受信の切り替えが出来るようになりました。 ここまで実現するのに、2週間くらいかかっています。
VFO側から操作して、HDSDRを使った送信機能をいじりまわした結果、LO周波数とTUNE周波数に一定のオフセット周波数を持たせたまま周波数コントロールが出来ること。 オフセット周波数をマニュアルで設定できる事もわかりました。 以下HDSDR側の設定です。
まず、左の設定で、PTTの操作をCAT onlyに設定し、CTSやDCD端子を使ったPTT操作は中止しました。 この設定により、送受信の切り替えは、VFO側からと、HDSDR側からいずれも可能になります。
Optionsの中の「Misc Options」の中に「Tune fixed to "LO<->Tune Offset"」にチェックマークをつけ、「set LO<->Turn Offset」を開くと、上のようなダイアログが現れますので、そこにオフセット周波数をHz単位で書き込みます。 この数値は+/-表記ができ、上の例ではLOに対してTUNE周波数が10KHz高くなる事を意味します。
今回はDDE to HDSDRの機能は使いませんが、間違ってこの機能の設定を行った場合、後で、設定を取り消しても、取り消しが出来ません。 送信と受信を切り替える都度、DDEが設定されていない、もしくはターゲットが接続されていないなどのコーションが出て、このコーションのダイアログを削除しないと、送受信が切り替わらなくなります。 この状態に陥った場合、工場出荷状態にもどすしか方法が有りません。
工場出荷状態に戻すには、Misc Optionsの中のreset to factory settingsをクリックします。
HDSDRの説明ではLOとTUNEの周波数は、10KHzのオフセット周波数でデフォルト設定されていますが、直交変調回路の検討のなかで問題にしたように、日本国内でのスプリアス規制に合致しなくなる可能性がありますので、8KHz以下のオフセット周波数に留めるべきでしょう。
今回のトランシーバーはAMもCWもモードとして設定しないので、オフセット周波数0でも問題は起こらないと考えています。 この条件は、トランシーバーとして完成した時点で再検討する事にします。
上が、いままでの回路全体です。 トランシーバーを構成する上で、HDSDR側だけオフセット周波数を設定しても、実用にはなりません。 受信、送信周波数はHDSDRも、VFO側も、このTUNE周波数になりますが、ローカルオシレーターLOの周波数はVFOが表示する周波数よりOffset分だけ低い周波数でなければなりませんので、VFO側の表示周波数とSi53531Aの周波数の間にもOffset周波数を加味した周波数設定が必要です。 要するに、VFOの表示周波数と実際に発生するDDSの周波数は異なるという事です。
これらを網羅したPICのソフトができました。 左は、そのオフセット周波数をKHz単位で表示し、かつ、ロータリーエンコーダーで +10KHzから -10KHzまで可変できます。 もちろん、この数値はHDSDRで設定した数値とは連動しませんので、かならず、手動でVFO側とHDSDR側のオフセット周波数は合わせて置く必要があります。 このような面倒さはありますが、一応単体では、理屈通り動作しております。 これから、今までに作成した各ユニットをケースの中に収めて、SSBトランシーバーにまとめる事にします。
ここまでのPICソフト Si5351A_VFO.cをダウンロード
以上で一通りの機能は出来ましたが、これをトランシーバーとしてまとめるには、機能や使い勝ってが十分ではありません。 周波数表示もHDSDRの画面ではなく、このVFO側がメインとなりますので、8文字しか表示できないLCDでは役不足です。 LCDを16文字2行のタイプに交換します。 今秋月で扱っているブルーバックのLCDの中で、8文字2行より16文字2行の方が安く売られていますので、このLCDと、USBシリアル変換ユニットを手配し、232Cの通信回路を含めてやり代える事にしました。
変更した配線図 SDR-7MHz-TRX_VFO-0.pdfをダウンロード
従来の回路からの変更は、232Cの変換アダプタをFT234Xに変更した事、RIT及びそのクリアーキーを追加した事です。 LCDは回路図上の変更はありません。 また、RIT機能などを追加する為に、Key入力が必要になりますが、すでにi/oは満杯ですので、offsetキーと合わせて、AD変換によるキーセレクトに変更しました。
そして、これに対応するソフトは、OFFset周波数とTUNE周波数をEEPROMにセーブする機能と、校正用に10MHzを発振できるようにしました。 ただし、校正機能はまだ実装していません。
これらのユニットを一つのトランシーバーとしてまとめる為に用意したケースが左の写真です。 もともとは、Panasonicの周波数カウンターのジャンク品です。 中身は、すでに燃えない粗大ゴミで廃棄してあります。 ちゃんとまとめるには、少し時間がかかりそうです。 紹介出来る時期になりましたら、ブログを更新する事にします。
カテゴリ<SDR>
SDR用の直交変調回路が動き始めましたので、次は、これを１W以上に増幅するリニアアンプの作成です。 3Wくらいは狙いたいところですね。
以前、7MHz AM送信機用、E級アンプを作っていますので、これをベースにAB級アンプを作る事にします。 使っている終段のコアはCMFという型番のパッチンコアです。 この1次側は銅板を丸めてパイプ状にしてありますので、巻き数は0.5Tが2組となります。 大きなパワーは狙いませんので、2次側は1ターンのAWG24 リード線です。
出力回路はLC直列共振とし、トリーマーで最大パワーに合わせます。
2SC2712で軽く増幅した後、マッチング用トランスを経由して、終段のIRFI510プッシュプル回路をドライブします。 T2のトランスはTS-930のドライバー入力用の#43タイプのメガネコアを流用しています。 T1とT2の間にある0.84uHのコイルはインピーダンス整合用で次段の入力SWRを1.5以下に押さえます。 構造もAM用E級アンプと同等ですが、動作がAB級なので、アイドリング電流の温度補償の為、シリコンダイオードをFETと共締めし、安定を図っています。 ただし、少し効きすぎの傾向がありますが、30分くらいの動作で異常は有りませんでしたので、そのままです。
左上が、FET PPの終段部分です。 FETをビス止めする時、銅板に丸めこんだシリコンダイオードを一緒に止めてあります。もちろん、シリコンダイオードと銅板の間には、シリコングリスを詰めてあります。 右上が、Q3のドライバーや電源廻りの回路を実装した完成状態です。
このリニアアンプの入力レベルは約20mWです。 出力は目標を大きく上回り5.1Wくらい出ています。 完成したあかつきには、50Wくらいのリニアアンプをつなぎたいので、ちょうど良い出力となりました。
無信号時の終段アイドリング電流は2石合計で600mAに調整してあります。 左の5.1W出力時の全電流は１.2Aくらいです。
いくらAB級プッシュプル回路と言えども、高調波対策は必要です。 このアンプの出力に接続する7MHz LPFを作ります。 回路は以前7MHzのAM送信機用に作った回路図及び構造をコピーします。
上の写真が今回作成した7MHz用LPFです。 今回はブリキと銅板で作成し、ガラスエポキシ両面基板を補強用に使っています。
自作LCメーターで測定したコイルのインダクタンスは、1.07uH, 1.32uH, 1.14uHでしたが、実装した後、コイルのピッチを調整して、7.059MHzでのSWRが、最低の1.16になる状態で、コイルに瞬間接着剤を塗布して動かないようにしてあります。
11MHzまでのSWRを自作アンテナアナライザ－で測定したのが、左のグラフで、一応10MHzまでは使える状態に調整しております。
直交復調、変調回路と、リニアアンプが出来ましたので、次は、AD9833で作っているLO（ローカルオシレーター）を、Si5351のDDSに変更し、このVFOからHDSDRの周波数と送受信切り替えをコントロールできるようにします。
SDR用LO（ローカルオシレーター） Si5351A へ続く。
このアンプは最終的に、出力10Wになるよう回路変更を行いました。
カテゴリ<SDR>
HDSDRの送信機能が動作するようになりましたので、つぎは、直交変調回路の作成です。 HDSDRで処理したI,Q信号はサウンドカードのLINE OUT端子から出力されますので、この信号と、7MHzのキャリアをMIXして、いきなり7MHz帯のLSB信号を作り出します。
と、軽く考えていましたが、調べていくほど、直交変調回路というのは、以外と難しい技術のようで、全てデジタルで処理して、早々と中間周波数を得た方が完成度は高くなるとい言う事だけは判りました。 しかし、テーマがダイレクトコンバージョンですから、先人のノウハウを学習しながら製作を進めて行く事にします。
手本にしております、Softrockは、N7VEのTayloeサンプリングミキサーをベースとしたQSEという回路構成で、この直交変調を実現していますが、その回路に使用されている抵抗は全て1%誤差のものです。 私が現在ストックしているのは、全て5%誤差の抵抗であり、1%誤差品なら、必要品種を全て新たに手配する必要があります。しかし、そのMOQ（最少オーダー数量）の為に、かなりの出費（1万円くらい）が必要です。 やむなく、私の回路は全て手持ちの5%誤差で進める事にしました。
デジタルの計算と等価になるようにアナログ回路を組むのは、かなり困難な状況なので、せめて、回路構成や使用するICは可能な限りSoftrockに合わせるということで、2G66によるスイッチング回路はオリジナルと同じく、FST3253に変更し、74LS08によるおかしな7MHzの波形は74HC74の出力波形がそのままスイッチング回路に加わるように変更します。 これは、いままでの回路を全てやり代える事を意味し、受信回路からやり直しです。
下の回路がアナログSW 2G66をFST3253に置き換えた、チューナーです。
チューナー部分のみ配線完了したので、受信テストをしてみました。
この直交復調器は、単なるスイッチングではなく、QSDと言われる回路構成で実現出来ており、HDSDR内にあるレベルと位相の補正機能をRESETした状態でも、イメージ（ミラー信号）がほとんど見えない状態です。 HDSDR内蔵の受信用IQバランス調整を根気良く行うと、USBイメージを-50dB以下に抑え込むことができます。 ここまで調整すると、サイドバンドスプラッタをまき散らしている局は簡単に判ります。 自分が送信するときは気を付けないといけません。
左上が直交変調回路まで実装した部品挿入面、右上は、そのチップ装着面です。 74HC74は赤色の変換基板に載せていますが、載せる前に2回もICを交換しました。原因は、ICの足を折り曲げて、2.54ピッチの基板に直付けしたのですが、折り曲げのストレスで、足が折れてしまい、やや大きすぎますが、これしか変換基板が無かったので、やむなくこの状態での実装となりました。 直交変調回路はSoftrockのQSE回路を実装しています。
とりあえず、受信は快適に動いていますので、いよいよ送信モードの検討に入ります。 いくつかの配線ミスや端子間ショートがあり、7MHzのキャリアがQSEに供給されない状態を解消し、動作確認するまで、数時間かかりましたが、なんとか、LSBの信号をTS-930にて聞く事ができるようになりました。 その状態のHDSDRのショットが下です。
MICボリュームは半分よりやや下、Outputは75%くらいですが、MICに向かってしゃべると、右側のオーディオスペクトルが現れ、TS930の周波数表示が7110付近で0.3秒くらい遅れたLSBによる音声を聞く事ができました。SメーターはS9です。 ただし、ダイヤルをぐるぐる回すと、関係ない周波数でも、S9の言葉にならない信号が聞こえます。 多分イメージです。 TS930のモードをUSBにすると、はっきりと聞き取れます。 PCのサウンドカードの出力はIQ両信号とも出ていますが、QSEのICの入力にはQ信号のみが加わっています。 原因は、コンデンサの両電極間及び、IC端子間のショートでした。 また、拡大鏡を駆使してこれらの異常個所を修理し、QSE ICへI,Q信号両方が加わる事を確かめた後、再度TS930で受信すると、LSBの音声はS9までSメーターが振れますが、イメージ周波数のUSBの信号はS1しか振れません。 ただし音声は聞こえます。 ここは、完成度が上がった時点で送信時のI-Qバランス調整を行う事にします。
スペアナを多用していますが、スペアナが無くても、問題となる周波数は簡単に推測できますので、LSBの本信号を受信機で受信したとき、S9+40dBとか、+60ｄBをSメーターが指すようにATTや受信機のアンテナ入力への結合を調整して置けば、受信機のS メーターのみで、おおまかなレベル差を知る事ができます。 S9 から +何十dBの目盛は結構正確ですが、S ひとメモリのレベル差は言われる6dBである事は少なく4dBくらいであると思っておれば、ほぼ間違いありません。 なお、HDSDRの説明では、もう一台SDR受信機を用意して、バンドスコープを見ながら調整せよと書かれています。
左は、7110KHzのキャリアを1KHzの正弦波で変調し、RF outにスペアナをつないだ状態でのスペクトルです。 ピークは7109KHｚ（スペアナの表示周波数は校正なし）のLSBで、左脇にあるのはレベルの高い方がQSEのキャリアである7100KHzの漏れ、その隣がUSBの漏れです。さらに外側に何かありますが、今の所なにが原因なのかは判りませんが、最終的にはこれもスプリアス規制以下に抑え込まないと送信は出来ません。 現在、ラフなIQバランス調整のみを行った状態ですが、回路定数を変える都度、このバランスが崩れますので、調整は最後にやらねばなりません。 キャリア漏れは、HDSDRを受信状態にしても出ていますので、これはIQ信号のバランスではなく、基板内の浮遊容量や誘導を受けるレベル差により、T3のバイファイラートランスで、キャンセル出来ていないと思われます。 現在の基板内配列はIQ信号路がシンメトリィになっていませんので、これが誘導を受ける差になっているのかも知れません。 予想したような展開になってきました。
ここまでの回路図 SDR-TRX1.pdfをダウンロード
回路図の中に出てくるT1とT3のトランス緒元です。 手持ちのコアで適当に作りました。 特にT3は7MHzに共振するようなインダクタンスにしましたが、共振用のC28はゼロピコの時が最大のレベルとなっています。
キャリア（7100KHz)漏れの検討です。 T3の配置がIQシンメトリィに配置されていなかった事、バッファのRF outアンプのコレクタ負荷となるコイルはオープンタイプで、外部から誘導を受けやすい事、などから、T3以降の回路を大幅に変更しました。
まず、QSEの出力にシリーズに挿入された56Ωの抵抗は200Ωの半固定抵抗に変更しました。T3のバッファアンプは2石構成のアンプとし、出力はエミフォロで取り出します。 (後日、エミフォロは廃止しました）
今まで、QSE ICの横に有ったT3はICと同一列のセンターに配置し、IC出力からT3の各巻線にシリーズに200Ωの半固定抵抗を追加しました。この半固定抵抗はチップタイプの極小品で、過去使い道が無かったのですが、やっと日の目を見ました。マイナスの時計ドライバーで回す事が出来ます。 バッファ回路の総面積も従来の1/3くらいに縮小し、他の回路から影響を受けにくくしました。
この状態で、キャリアもれが最少になるように、半固定を調整した場合、LSBに対して-18dBくらいしか減衰していなかったものが-28dBくらいまで改善しました。 まだ不足です。 IQキャリアの位相をいじってみる為、IC9の14番ピンとGND間にバリコンを接続し、キャリア減衰が最大となるよう調整すると、44PFの時、最大となり-42dBを確保できました。 その時のスペクトルが左の状態です。 この時、USBイメージは-42dBくらいになっていますが、これはHDSDRのバランス調整でノイズレベルまで下げられる事は確認しています。 バリコンは臨時に追加したものなので、バリコンの代わりにトリーマーを追加する事にします。
50W以下の送信機に課せられたスプリアス規制値は、LSBの3KHz帯域の中心を基準に、1.5KHzの信号で変調した、定格出力の80%の出力を基準として、±7.5KHzの範囲が、-40ｄB、+/-7.5KHz以上離れた領域は-50dBです。 HDSDRの解説ページでは10KHzのオフセットをデフォルトに設定しており、米国やEUの規格は全スプリアス領域で-40dBですから、このままでも使う事ができます。 日本では、HDSDRのFOとTUNEのオフセットを8KHz以下にすれば、キャリア周波数が、±7.5KHz以内に収まりますので、ここは-40dBが適用されますが、不明と書かれたスプリアスは ±7.5KHzを超えますので、-50dB以下にしないと送信できません。 詳細を調べたところ、一番左に現れるスプリアスは、変調のレベルが高すぎて、歪が生じたものである事がわかりました。 変調信号のレベルを適正値以内に押さえれば、出なくなるようです。 しかし、同時にLSBの本信号もさがりますので、今度はキャリア漏れとのレベル差を確保できなくなります。
ここまでの回路図 SDR-TRX2.pdfをダウンロード
キャリア漏れの再検討です。 Softrockのトランス情報によれば、T3の2次側は約2.4uHのインダクタに設定し、1次側は、2次の巻数の1/2のコイルをバイファイラー巻で直列に接続してあります。 その時の2次側の巻き数は30Tです。 私の手持ちのカーボニルコアの場合、9Tのとき、2.3uHのインダクタを得る事が出来ます。 巻き数比を同等にすると、1次は5Tのバイファイラ巻となりますので、このT3を下記の緒元で作り直す事にしました。
このトランスを実装してテストすると、キャリア漏れは若干改善しましたが、どうも不安定です。 不安定の原因はトランス入力にシリーズに入っている半固定みたいで、この超小型半固定抵抗が接触不良を起こしているみたいですので、これを廃止しました。
その状態が上の回路です。 この回路で、44PFのトリマーを回すと最大で-30dBくらいまでキャリアが減衰し、安定しています。 そして、今まで見る事が出来なかった2信号変調時の見慣れたSSB波形を、やっと見る事が出来ました。
ただし、この波形も良く見ると上下非対称です。DSPの処理の問題か？ OPアンプを含めたハードの問題か？
このレベルからアップすると、目に見えて上側の先頭値がつぶれます。
インターネットで調べていくと、この歪は、OPアンプの出力ドライブ能力が原因で、決まって片方向の波形からつぶれていくものらしいという事が判りました。 要は負荷インピーダンスが小さすぎて、OPアンプの出力電流制限機能が働いて、歪んでしまうのだそうです。
よくよく考えると、T3の2次側のインダクタンス2.3uHの7MHｚにおけるインピーダンスは、約100Ωで、１次側はこの半分の巻き数ですから、約25Ωくらいしかありません。 これをMCP6402という最少出力インピーダンスが200ΩくらいのICでドライブしている関係から歪んで当然でした。
じゃあ、なぜSoftrockはこんな低いインピーダンスのトランスを使ったのか、不思議でなりません。 QSE ICの前段に使われているOP AMPは、TLV2462CDという、聞きなれない品番です。 これを調べてみたら、ドライブ能力が非常に高い、高電流出力用のOP AMPでした。
その後、調べてみました。 直交ミキサーと言われるIC化されたIQ変調回路は、ギルバートセル・ミキサーと呼ばれる回路を基本として、ふたつの周波数成分を乗算するのだそうですが、この時の乗算は電圧ではなく電流で実現されているのだそうです。 今回のミキサーはICで構成されている訳ではありませんが、ミキサーとしての乗算は、低インピーダンスにしてやらないと、うまくいかないみたいです。 受信時のミキサーに於いて、OPアンプを反転入力にして、低インピーダンスで受けるのも、この理由によるもののようです。
私が、今製作中の、TRXは７MHｚオンリーですので、広帯域性は要求されません。 キャリア漏れやIQバランスが理由なら、NGですが、単純に共振モードを使わないトランス（広帯域トランス）の場合、歪やキャリア漏れがどのようになるのか試してみる事にします。 これは、Softrockで使っているカーボニルコアやICが日本では簡単に手に入らない事も理由のひとつです。 左の波形は、T3を、この高インピーダンストランス（コア材はFT37-43)に変更した時のSSB2トーン変調波形で、上下ともほぼ対称で、振幅も2Vppあります。
これから、キャリア漏れやスプリアスの状況を確認しながら、見ていきます。 下は、その時のT3のトランス緒元です。
このトランスの場合、2次側が135uHくらいのインダクタンスとなり、7MHzでのインピーダンスは5KΩを超えます。 この状態では、トランスの後のトランジスターアンプのベース抵抗430ΩがそのままT3の1次側へ影響しますので、1次側のI,Qそれぞれの負荷インピーダンスは約300Ωです。 まだ、過負荷に近いので、ベース抵抗を5KΩくらいまで上げたいところです。 これを確かめるため、R22を430Ωから5.6KΩに変更し、R21も68KΩに設定した上で、T3の2次側に51Ωの抵抗をGND間に追加し、実質の負荷抵抗を小さくしてみました。 その時のキャリア漏れが一番左のデータです。
負荷インピーダンスが下がって、キャリアのピーク値は-40dBくらいに」なりましたが、同時にLSBレベルも-14dBくらいとなり、その差は26dBです。 真ん中のデータは51Ωの負荷抵抗を無しにしたものです。当然キャリア漏れは-46dBくらいまで増えましたが、LSBの信号も-10dBまで上昇し、結果として、キャリア差は36dBまで改善しました。 さらに、真ん中の状態のままで、74HC74からFST3253までのキャリア接続ラインをねじりかつ長さ20mmのフェライトコアを入れたのが一番右側です。キャリア漏れは-46dBくらいですが、LSB信号が２ｄBくらいアップした為38dbまで改善しています。 しかし、一応Softrockが提示する低インピーダンストランスに比べて、あきらかにスプリアスは増加しています。（最初のスペアナデータ参照）
直交変調回路が低インピーダンスで構成されるのは、このミキサーが電流で動作している事によるものだそうです。 ICデバイスメーカーがこの直交変調回路をIC化していますが、それらのICは決まって放熱設計を重要視しています。大きな電流を必要とするみたいで、ICの消費電力が数Wというものも存在します。 上のデータで2次側の負荷抵抗を51Ωにして比較したのは、間違いで、1次側の負荷コイルに沢山の電流が流れるようにしなければなりません。 その為には、ミキサーICの出力に直接コイルをつなげば良いのですが、そうすると、負荷が余りに小さすぎてOPアンプが歪ますので、ICとコイルの間に49.9Ωを入れてあるのが、Softrockの回路となります。 当初私もSoftrockにならって56Ωのシリーズ抵抗を入れたのですが、使用しているOPアンプのドライブ能力不足（出力インピーダンス200Ω）により、歪が発生し、余計なスプリアスやキャリア漏れを招いたようです。
そんな訳で、SoftRockの回路の設計方針に戻り改善策を検討する為、部材探しを行い、まずベースバンドのバッファーアンプとしているOP AMP MCP6402をドライブ電流250mAというAD8532ARに変更しました。 さらに、T3もトロイダルコア T50-6に変更し、以下の緒元としました。
このトランスの2次側インダクタンスは2.4uHです。
そして、送信状態でのスプリアスデータが左の画像です。
センターは1KHzのLSB信号でその左がLOのキャリア漏れです。-20dBくらいしか減衰していません。 しかし、今までその左にあったUSBのイメージや、不明としてきたスプリアスもかなり小さくなり、ノイズに埋もれるまで改善しました。
やはり、OP AMPの歪がかなり影響していた模様です。 キャリア漏れを対策して、±70KHz付近のノイズをベースバンドのフィルターで対策出来れば、後は、キャリア漏れのみとなります。 誤差5%の抵抗と、蛇の目基板に組んだ回路構成では、無理が有るのは承知していますが、なにか改善アイデアを考える事にします。
アナデバの技術解説のなかで「笑い飛ばせないゼロIFの課題」という記事を見つけました。 この主題はIQミキサに於いて、LO（ローカルオシレター）の漏れについて解説した記事です。 この記事は、ICの中で構成されるIQ変調回路のLOの漏れを、別に設けたIQミキサーによる復調回路を使って検出し、レベルと位相の差分に相当する直流信号を、IQ変調回路のDCバイアスとして加え、自動的にLO漏れを-81dBくらい確保できるようにする技術の説明です。 LOキャンセルを自動で行う回路を蛇の目基板上にディスクリートで作る事は、まず不可能ですので、半固定抵抗で、DCバイアスを可変し、最低-40dBくらいのキャリア抑制ができないか、実験してみる事にしました。
DCバイアスを可変する為に、VR1,VR2 5K-Bの半固定抵抗を追加し、そのセンター端子から10KΩの抵抗を介して、IC5の出力に相当するラインの2か所に接続します。 ふたつのVRと、44Pのトリーマー（実際は60Pのトリーマー）を交互に調整し、キャリアリークが最少となるようにします。
左上のスペクトルは、ラフ調整ですが、LSBに対して-47dBくらいまで、キャリアを減衰できました。USBのイメージもHDSDRのキャンセル機能で、-50dB以下に抑える事ができます。 それ以外にスプリアスが見えます。 このスプリアスはHDSDRのLOとTUNEの周波数を一致させると、右上のスペクトルのように、ぴたりとなくなります。 HDSDRの解説によれば、スプリアスが無くなるのでは無く、全てのスプリアスが狭い帯域に閉じ込められるとの事。 その為、変調音に歪や周波数特性の異常が生じる可能性があるけど、スプリアス対策としては有効みたいです。 ただし、AMではセロoffsetは使えないと記述されています。
ここまでの配線図 SDR-TRX4.pdfをダウンロード
RF outのQ6エミフォロは時々発振しますので、廃止しました。
直交復調と変調回路が載った基板状態です。
現在のRF出力はスペアナの表示で-8dBmくらいですが、これを3Wくらいまで増幅するリニアアンプの製作にやっと進めるようになりました。
リニアアンプが完成し、いざ、実際の交信を開始すると、キャリア漏れをアナログのキャンセル技法で対応している、QSE回路の限界が見えてきました。
カテゴリ<SDR>
ダイレクトコンバージョンSDRチューナーが曲りなりにも動作するようになりましたので、いよいよ送信機能の検討に着手する事にします。
まず、HDSDRのホームページの中から送信に関する情報を入手します。
ここに書かれた説明は、HDSDRを完全に知り尽くした人が書いたみたいで、肝心な基本設定が良く判りません。 結局、先輩方が苦労して得た情報を元にして、なんとか構築出来たものです。 そして判った事は、ダミーでExtIO_Si570.dllは必要でしたが、PE0FKOのCFGSR.exeも、仮想COMポートも必要有りませんでした。
この「送信」の説明のなかで、COMポートを使う事、サウンドカードが2台必要と書かれていますので、まず、USB接続のCOMポートを用意しました。 CTESTWINとリグを連動させる為に用意していたもので、確か秋月で1000円くらいでした。 次にサウンドカードを新規に手配しました。 AmazonでサウンドブラスターSB Play3が税込1711円で出ていましたので、これを手配。 発注した翌日には届きました。 このカードはモノラルMIC入力で、録音時のサンプリング周波数は48KHzですが、送信用に設定すれば使えるような記述がどこかにありました。 (SBはWindows95をご存じの方なら判る有名ブランドです。 しかし、このホームページではかなり悪く書かれてますね）
HDSDRのOptionsの一番下にあるTXを選び、SDR TX Supportにチェックをいれて置きます。 ライセンスがどうのこうのと出てきますが、ハムなら問題なし。
Bandwithの中にあるOutputのサンプリングレートは、左上の黄色の円で囲んだ範囲で選択します。 他のエリアの数値を選択した場合、送信時にAudio部分が動作しない事がありました。
SB Play3を、PCに接続すると、勝手にドライバーがインストールされ、デバイスマネージャーを開いて、正常にインストールされている事を確認しました。 次にHDSDRの「Soundcard」をクリックすると、下のようなダイアログが現れ、それぞれ選択しました。 この設定は、受信モードの時のみ有効で、送信状態でもダイアログは表示されますが、設定は出来ません。
ただし、まだTXボタンをクリックしても送信モードにはなりません。
次にTXに関する設定をおこないました。HDSDRにダミーとして、ExtIO_Si570.dllを組み込んで立ち上げた後、追加の設定を行います。
Optionsのボタンをクリックして、TXを開き、SDR TX SupportとEnable TX Button for CAT to HDSDR及び
mute RX audio on TXにチェックマークがつくように処理しました。
チェックがちゃんとついたかどうかは、一度ダイアログをクローズし、再度開くと判ります。
CAT to HDSDRからPTT activation pinを選びCTSかDCDをチェックしておきます。
PortとBaurdrateはデバイスマネージャーでポート情報（COM10とか、9600ボーとか）を調べておき、合わせ込みます。
activatedにチェックマークを入れようとすると、最初にポートやボーレートを設定しろと怒られますので、Portを開き、COM10の先頭に黒丸があるか確認します。無い時はこのCOM10をクリックすると黒丸が現れます。 なお、COM10の10の数字はPCの状態で変わります。 USBハブを追加する前はCOM8でしたが、ハブを追加したらCOM10に変わっていました。
OPTIONSの中のSelect Inputを開き、Softrock Si570に黒丸を付けておきます。
以上の設定で、PCの画面は、受信と送信モードを交互に切り替えられるようになりました。 USBサウンドカードのMIC端子にコンデンサマイクを接続し、しゃべると、右下のオーディオスペクトルのレベルが変化し、感度もMIC gainにより可変できます。
HDSDRの中には、送信時のTEST信号も内臓されています。 送信状態にして置き、CTRL+SHIFTをおしたままでGを押すと、700Hzの正弦波が送信用サウンドカードのヘッドフォーン端子から出力されます。 もう1回押すと、この700Hzの信号が約10dBアップして最大出力状態となります。 さらにもう1回押すと、700Hzと1700Hzのツートーン信号が出力されます。 この状態でさらにもう1回押すと、この2-TONE信号が最大レベルとなります。 この後、もう1回押すと3-TONEとなり同じように繰り返します。そして、最後に受信に切り替わります。
左上が700Hz最大出力時、右上が700+1700Hzの２-TONEでレベルの低い状態です。
送受信の切り替えは、外付けハード側から操作する必要がありますが、英文説明の通り、CTSピンをhigh(highの意味不明の為5Vを加えた)にしても送信にはなりません。 設定をDCDピンに変えて試しましたが、いずれもダメでした。 これを解決しないと、送受信の切り替え操作が、外部ハード部分とPCのマウス操作という2重操作になりますので、不便です。
3日くらい悩んでいたPTT SWが解決しました。
原因は、D-Sub9ピンを取り付ける試作用の両面基板の裏表を間違い、ピン番号のガイドが反対になっていました。 さらに、対象ピンに5Vを加えるのではなく、4番ピンと接続するかしないかでTX/RXが切り替わるのだそうです。 それが判って、最初、4番pinと8番pin（CTS)間にPTT SWを挿入したのですが、PTT ONにすると、1秒くらいの周期で送信と受信を繰り返します。 4番pinと1番pin(DCD)間にPTT SWを入れると、正常に動作するようになりました。 ただし、困った事が一つ、 HDSDRをクローズしてもwindowが閉じません。 何かを待っている感じ。 HDSDRに関連するUSBを全て引き抜くと閉じます。
何はともあれ、これでトランシーバーの検討を進める事が出来るようになりました。
先輩方のレポートの中に、HDSDRの送信信号のスプリアスはかなり厳しいような説明が有りましたので、気になります。
2020年5月追記
HDSDR V2.80がリリースされましたので、試しにインストールしてみました。送信時のIQバランス調整が機能しません。 また、このIQバランスのデフォルト状態でも、一方のサイドバンドの抑圧は10dBしかなく、完全なバグ状態です。 また、元のV2.76aに戻しました。
V2.76がリリースされ、一年後にV2.76aが出てバグフィックスされたように、しばらく待つ必要がありそうです。
カテゴリ<SDR>
RTL-SDRチューナーを改造して、フリーSDRソフトであるHDSDRを使用したVHF帯の受信機は実現しました。 このチューナーでHFを聞くにはアップコンバーターを追加したり、RTL-SDRチューナーをダイレクトコンバージョンチューナーに改造する必要があります。 ただし、コンバーターの追加や改造をやっても、このチューナーは受信オンリーで送信する事が出来ません。 そこで、RTL-SDRは卒業して、送信可能なトランシーバーのベースを一から作る事にしました。
直交復調を行う上で、位相が90度ずれたIキャリアとQキャリアを作るところから始めます。
左の波形は、7100KHzのIキャリア（上）とQキャリア(下）をデジタルオシロで見た状態です。 （後日、これは逆である事がわかりました。 上がQで、下がIでした。）
これを作り出す為には14.2MHzの方形波を用意し、この方形波をフリップフロップで1/2分周する訳ですが、14MHzの方形波の立ち上がりで、次のフリップフロップをドライブしたのが上の波形で、方形波の立下りでフリップフロップをドライブしたのが下の波形になります。 ただし、一般に使用されるFF（フリッププロップ）の74HC74は入力の立ち上がりでしか、1/2分周動作はしませんので、14MHzの位相が180度異なる信号を使い、いずれも方形波の立ち上がりでFFを動作させます。 このように考えると、7MHzで90度位相差を有する、二つのキャリアを作る為には14MHzのキャリアがあれば良い事になりますが、この場合、14MHzの方形波は完全な50%デューティである事が要求されます。波形整形で50%デューティの方形波を作るのは至難の業です。 そこで、28MHzのキャリアをFFで1/2分周した14MHzキャリアを作ってやります。 FFで1/2分周した方形波は確実に50%のデューティを確保する事ができます。 そして、FFの出力はQと/Q（Qの反転出力）が即得られます。 これが、90度位相差のI,Q信号を作る為には、欲しいキャリアの4倍の周波数が必要な理由です。
インターネットで紹介されているSDRチューナー用のキャリアはSi570などのDDSをUSBを介してPCからコントロールする例が多いのですが、今回は、以前作成したAD9833によるDDSと逓倍ICで作成した28MHzの信号を使います。
上のJPGの配線図がみにくい場合はSDR_DC01.pdfをダウンロード
IC11の3番ピンに28.4MHzを加えたDDSの周波数が左下。、12番ピンの出力を周波数カウンターで見たのが右下です。
このチューナーはノーマルスイッチング周波数、数MHzのMC14066BというONセミコンのアナログスイッチで直交復調を行っているだけで、入力側の高周波増幅やBPFはなく、また、復調で得られたI及びQ信号も簡単なLCによるLPFを通った後、増幅もフィルターもなしでPCのサウンドカードへ出力されます。 通常、このアナログスイッチは74HC4066など、もう少し高周波的に余裕のあるICを使いますが、ちゃんと復調しているかは不明です。
左上がその基板のチップ装着面。右上がその裏側です。 アンテナ入力からマッチングトランスまでの間に今後BPFとRFアンプを追加するスペースを確保し、直交復調器からPCのMIC端子へ出力するコネクター間には、ポストアンプや送信モード時の直交変調回路を置くスペースを確保してあります。
マッチングトランスは手元に有った#43材のフェライトコアに0.26φのUEWを1次：３ターン、2次21ターン巻いた物です。
このチューナーから出力されたI,Q信号をデジタル処理してSSBやCWが聞けるようにするのはHDSDRのソフトを使います。 HDSDRのソフトをダイレクトコンバージョンに設定する為に、ExtIO_Si570.dllのファイルをダミーで読み込ませています。 受信周波数は0Hzにしたまま、ソフトの入力をサウンドカードのアナログ入力、すなわちMIC端子に設定する事もできます。 受信周波数は、AD9833のキャリアで、LOを決定し、TUNE周波数はHDSDRのカーソルを動かして操作ができます。 入力および出力の帯域幅を色々調整した結果、LSBの受信が出来るようになりました。下の画像が7MHzのSSB信号を受信している時のスナップです。
TS930にてS9+40dBの信号ですが、HDSDRではS9+25dBくらいをSメーターは指しています。 この時のLOの周波数（AD9833の1/4の周波数）は7100KHzでした。 さすがに+40dBのLSBの復調音はちゃんと聞けるもので、当然了解度も５ですが、TS930にてS9+10dBくらいのLSBの了解度は4くらいです。 無信号時のSはTS930ではS7くらい。 このHDSDRではS9ですから、トランシーバーとして、実用するには７MHｚのBPFや復調後に20-30ｄBくらいのポストアンプを入れる必要がありそうです。
8月9日
そこで、復調後のI,Q信号をオシロで見てみたところ、これがホワイトノイズのみで、さっぱり信号としては認識できません。 レベルが小さすぎます。 ここは、ポストアンプが必要です。 現在のPCのサンプリング周波数は48KHz程度で、ポストアンプの帯域は20KHz程度でも良いのですが、 将来、192KHzのサウンドカードを使う事を考えるとフラットの範囲が100KHzくらいは必要です。
ポストアンプは片電源5Vで動作するオペアンプが必要になります。 左上がft（利得帯域幅積(GB積)）1MHzのMCP6402の負帰還なしゲイン周波数特性です。 100KHzまでフラットにするにはゲイン20dBが限界です。 一方右上のグラフはftが20MHzのOPA1678の特性で、同じく100KHzまでフラットに出来るゲインは42dBくらいを確保できます。 従い、ポストアンプは秋月で扱っているOPA1678にし、ゲインは40dBとする事にしました。
また、しばらく受信を続けていると、その内、復調不能になります。 7MHzのキャリアが変動するのか？とオシロでチェックしました。 すると、DDSの周波数を変更した途端、周波数が大幅にずれます。ひどい時は50MHzくらいになる事があります。 どうもDDSが安定して信号を発生しないようです。 これはSDRとは関係ない問題ですので、DDSを再検討必要です。
原因はDDSの後段に接続されたPLLのアンロックでした。 対策の詳細はこちらにあります。 DDSのソフト変更をしたついでにSDR用のモードを追加しました。 左が、追加したDDSのSDRモードで、実際の発振周波数は28.4MHzですが、表示はその1/4の7.1MHzを表示しています。 HDSDRのLOの周波数を7.1MHzにセットすると、受信周波数をカーソルで直接読み取る事ができます。
さらにチェックすると、アナログSWの入出力でDCレベルが違います。 5Vの1/2のDCバイアスがかかっており、これを7MHzでスイッチングしていますので、少しは電圧降下があると、思われますが、IとQでそのDC電圧が異なります。 これは、14066のアナログSWがまともにスイッチングしていないのではと、改めてデータシートを見ると、正確なスイッチング周波数の値は判りませんが、製品バラツキのセンター付近でも5MHzくらいがベストで、最悪2MHzくらいが限界ではないかと思われるようなスイッチング波形が表示されています。 海外のKITでこのICとして使われているのは高速マルチプレクサと言われるバススイッチが大半で、少なくとも4066レベルを使っている回路はありませんでした。 対策として、このアナログSWを高速タイプに変更します。 選んだ高速アナログSWはSN74LVC2G66というデータシート上でのスイッチング周波数が195MHzのTiのICですが、RSの海外在庫との事で、納期が1週間くらいかかりそうです。 MOQ=10で1個40円弱ですが、送料が450円ですから、1個85円くらいになりました。
このICが手に入るまでの間に、ポストアンプとRFアンプを追加して様子を見る事にします。
左上がアンテナ入力段に追加した7MHzの同調コイルです。最初、複同調回路にしたのですが、マッチングが悪く20dBも減衰しますので単同調にしてあります。右上は追加したデュアルゲートFETによるRFアンプと40dBゲインのポストアンプです。
RFアンプとポストアンプを追加した配線図SDR_DC03.pdfをダウンロード
この配線図はアナログSWを高速タイプに変えてありますが、まだICを入手していないので、14066のままです。 また、ミラー信号が表示されます。
8月13日
HDSDRをインストールしたノートPCのサウンドカードの詳細を調べていましたら、現在の録音モードのサンプリング周波数は44.1KHzに設定されていました。 そして、96KHzに設定変更する事が出来る事が判りました。 再生時のサンプリング周波数は最大で192KHzまで設定できますが、録音と同じく96KHzに設定しました。 その結果、バンドスコープの幅が±48KHzのほぼ90KHzまで拡大したのが、下のウォーターフォールのショットです。
LOの周波数を7.13MHzとして、7086KHzから7174KHzくらいまで表示し、実際に受信出来ています。 しかし、この画面では7130KHzを中心としたミラー信号も同時に表示されており、ミラー信号に同調させると、LSBでは復調できませんが、USBモードなら復調できます。 直交復調がまともに働いておればミラー信号は出てこないはずですが、IとQの信号のバランスが崩れているようです。
8月15日
高速アナログSWは到着しましたが、変換基板を間違って手配してしまい、今度は変換基板到着待ちになりました。
その間に、海外KITの回路例を調べていました。 Softrockの回路では、直交復調以降のOPアンプの回路構成が、私の回路と違う事が判りました。 私のOPアンプ動作は非反転増幅で、OPアンプは高インピーダンスで受けていますが、このKITは反転増幅回路で低インピーダンスで受けています。また、OPアンプの前にLCのフィルターも無く、OPアンプの負帰還抵抗にパラに入れたコンデンサ1個でLPFを構成しています。 何が違うのか、このKITの回路のように変更して見ました。 すると、ミラー信号がほぼ消えて7MHzの90KHzの帯域で表示されるウォーターフォールは全てUSBになりました。 クロックのIとQが逆になっているようです。 これを入れ替えたら、全てLSBになりました。
なぜ、OPアンプが反転増幅でなければならないのかは判りませんが、ミラー表示の問題は解決してしまいました。 修正した回路図は以下です。 まだ、高速アナログSWは実装されていません。
8月20日
やっと、0.5mmピッチの変換基板が届きました。 さっそく、拡大鏡を駆使してICの半田付けです。
左上が、VSSOP(8)と言われるパッケージをDIPに変換した基板です。 右上は、その裏側です。 高速アナログSWに交換した結果は、あまり変わらなかったというのが、率直な感想ですが、SWの出力側に接続されたC4とC5がミラー信号に大きく関係している事が判りました。 14066の場合、0.01uFの容量でしたが、ICを2G66に変更した後は、そのままでは、ミラー信号が弱く出てくるので、このC４、C5いずれも廃止しています。 これから、TX回路を組み込んだりすると、ICの周囲の状況や線処理が変化しますので、回路が完成した時点で再度、最適容量を探る事にします。
送信モードをこのチューナーの配線図に追加しようとしたら、送信受信の切り替え回路が必要であり、その回路で、直交検波回路に供給する7MHzのクロックを送信時OFFする必要がある事に気付きました。 このクロックOFF機能は、受信時には直交変調回路のクロックもOFFする必要があります。 このON/OFF回路が必要な為、海外KITはFST3253のようなSWingが可能なバススィッチを採用しているという事を遅まきながら判った次第です。 しかし、私の回路は、すでに2G66というスイッチ無しのICで配線されていますので、74HC74と2G66の間に別のスイッチングICを挿入する必要があります。 そこで、手持ちの74LS08（ANDゲート）を追加する事にしました。
上の回路がクロックをON/OFFする為にANDゲートを追加した回路の受信部だけの抜粋です。
そして、ANDゲート通した後の2G66に加えられるクロックの波形が左の波形です。 74LS08の応答特性の関係で上下非対称、かつリンギングがかなり少なくなった、丸みを帯びた波形です。
この状態で7MHzを受信した場合、従来からノイズレベルが10dBくらい下がった以外、ミラー信号が強くなる訳でもなく、正常に受信出来ています。 ただし、送信時も同じ波形で変調をする事になりますので、要注意です。 受信時でも、強入力があると、ミラー信号が現れますが、 ANDゲートを追加する前も有りました。
以下は、このAND回路を追加した後の7MHzスペクトルです。
次はいよいよ送信回路の検討です。 この送信回路の検討の過程で、アナログ回路の精度の問題（使用抵抗の誤差）に遭遇し、2G66による直交ミキサーで実用になるのか不安になり、回路構成をSoftrockに変更する事になりました。
カテゴリ<SDR>
かねてより興味が有りました、SDRについて遊び始めました。 aitendoで安いDABドングルが売られており、これを入手したのが、2週間前。 色々なホームページから、簡単に2mのワッチが出来ると思い込み手当り次第にソフトやドライバーをインストールしたのですが、うまく行きません。 悪戦苦闘の末、とりあえず、ローカルのFM放送が受信できるまでになりました。 最終目標はSDRのPCに依存するところは、フリーソフトにお任せして、直交検波と直交変調が出来る回路とそれにつながる送受信回路の自作ですが、生きている間に出来るかどうかは？？？？です。
左の写真はRTL-SDRチューナーと言われるaitendoから届いたドングルをさっそくオープンした状態です。 先輩方のホームページより、USBコネクタはUSBケーブルでPCに接続し、アンテナ端子はSMAやBNCに変更した方が良いというアドバイスの通り、シールドと放熱が期待できるアルミケースに改造する事にしました。 時期は梅雨の真っ最中、毎日雨で、外での工作が出来ない状態でしたが、雨が止む短い時間を狙って、工具を倉庫から出しては仕舞いを繰り返しながら作成したのが、下の写真です。 入力部分にBPFやRFアンプを追加するスペースを確保する為に少し大きめのシャーシとし、アンテナ端子も現用の2mトランシーバーに接続するMコネクターにし、まずは、２ｍのオールモード受信機作成がターゲットです。
左上が、配線前の部品配置検討段階、右上が、配線完了状態です。 ここまでは、問題なしですが基板は全て両面テープで張り付けた状態で、いつでもはぎ取る事が出来る状態です。
次はソフトのインストールです。 HD SDRというフリーソフトがある事をインターネットで聞きつけ、これの最新版をゲット。RUNさせると、ハムバンドと放送、業務無線とジャンル別に整理されており、多分aitendoのドングルは対応していないと思いますが、HFをフルカバーできるアプリになっています。 これによる受信をトライしたのですが、いくら頑張ってもUSBドライバーが色々なホームページが説明している名称になりません。 当然、HD SDRの起動の時点でドライバーが無いと蹴飛ばされます。
これは、簡単ではないとと悟るまで1週間。 初心に帰り、aitendoの商品説明にある通り、SDR#とそれに必要なドライバーのインストールにトライし、zadig.exeの部分で挫折しかかりましたが、zadig-2.4.exeに乗り換えて、めでたくドライバーがインストールされました。
さっそく、3.5Km先の標高415mにある出力10WのローカルFM局にチューニングするとフルスケールで受信できるようになりました。
この延長線上で、周波数を145MHzにし、バンドスコープ幅を2MHzにすると、２ｍの全体のスペクトルを見る事ができます。 当地では、出ている局が少ない上、昼間である事から、実際に捉えられた局はSSBが1局、FMが１局でした。 スペクトルは期待したような結果を出してくれましたが、その復調音は、とても交信に使えるレベルでは有りません。 S/Nが非常に悪く、またAGCの効きもかなり不足で、FMでもノイズの変化があります。
原因はゲインの不足です。 ドングルの前に、BPFとRFアンプを追加してどれくらい改善するかを見る必要がありそうです。
下に2mのバンド幅２MHｚと1MHzのスペクトルを示します。 1MHz幅のとき、FMが２局あります。
このSDRの操作性ですが、トランシーバーを操作するレベルには程遠く、特にチューニング操作は全く話にならないレベルです。 広帯域受信機として、特定の周波数をじっくり聞く場合に限るようです。 また、バンド内に59+60dBの局が現れると、バンド全体にスプリアスが発生し、S5くらいの信号は全く受信できなくなります。 今使っているドングルは送信機能は有りませんので、現状の組み合わせでトランシーバーは構成できません。 こんな事情から、SDRのフリーソフトを含めて再検討する事にします。
このSDRを始めるに当たり、最初にインストールしたHD SDRは、どういう訳か周波数の設定がLoもTuneも0Hzのままで設定できませんでした。 原因が判らず、とりあえずSDR#で実験を開始したのですが、一度SDR#で動作確認した後、SDR#をクローズして、すぐにHD SDRを立ち上げると、正常に動作します。 HD SDRをクローズした後は、またNGとなります。 とりあえず原因は判りませんが、SDR#立ち上げ、クローズ、HD SDR立ち上げのシーケンスでなんとか使える事は判りました。 このHD SDRのソフトの操作方法が良く判らず、色々なパラメーターをいじっていましたら、SDR#よりS/Nの良い受信が出来るようになりました。 SDR#でどうにもならないと思っていた59+60dBの局がバンド内に現れた時でも、AGCで弱信号の抑圧は発生しますが、スプリアスの発生が少なく、入力のフィルターを調整すれば、なんとか使える受信機ができそうです。
下の写真はHD SDRで2mをワッチしている時のスナップです。周波数のキャリブレーションをまだしていませんので、周波数表示が微妙にずれていますが、145.080で59の信号を受信しているところです。
FM受信時のスケルチ動作も通常のトランシーバーと変わらない動作をします。 低周波の帯域幅も自由に設定できるという事から、今後このソフトをベースに検討していく事にします。
カテゴリ ＜TH77＞
快調に使用出来ていたTH-77ですが、今年の正月ごろから、時々送信できないというトラブルが発生していました。 今年になって何回か使用したのですが、半分くらいの確率で送信不能に陥ります。
インターネットで情報を探すと、ぴったりの症状がヒットしました。 ４３０はOKだが144だけが送信できないという症状です。 原因は電界コンデンサの液漏れの為、付近の部品や銅箔を腐食させ、2mの送信起動回路が正常に働かないらしいのですが、修理は非常に難しいと書かれています。
時々その症状が出るので、完全腐食まではなっていないかも知れないと、インターネットで英文サービスマニュアルを探しだし、早々に分解して中を覗いてみる事にしました。
上の写真の黄色で囲った当たりが臭いとにらみ、SMTの電解コンデンサを触ってみると、これがグラグラです。横からみても液漏れ臭いので、これを取り外してみたら、銅箔ごと取れてしまい、半田付けの銅箔は無くなってしまいました。
左がその取り外した電解コンデンサですが、液漏れが始まったばかりの状態でした。 もう一個の電解コンデンサは、まだ大丈夫みたいです。 この電解コンデンサはELNAブランド。KenwoodはELNAがお気に入りみたいで、この時期のモデルは全てELNA製であり、これが決まって液漏れを起こします。 ニチコンやケミコン品は容量ダウンが有っても液漏れまで発展する事は無いのに。
どこがわるいのか特定はできていませんが、変色したトランジスタのコレクタ端子と270KΩのチップ抵抗の電極は半田付けしなおし、接点復活剤を吹き付けた状態で通電してみました。すると、270KΩの抵抗と電界コンデンサの端子の間にある腐食したようなところから煙がでます。 煙と言っても蒸気みたいな感じで焼けている気配は有りません。
使用した接点復活剤は、接点の清掃を行うもので、いつも使う「KURE」ブランドです。 スイッチの接点復活以外に、SMT基板の清掃や、GHｚ帯のコネクター清掃に使っており、例え拭き残りがあっても、電子部品を腐食させたりはしないというものです。 接点復活剤を綿棒できれいにふき取り、送受信テストすると、たちまちは異常が有りません。 取り外した電解コンデンサをリード付コンデンサで代用しようとしましたが、半田付けの銅箔が折れてしまい、もう有りませんので、回路図から、最悪無くてもよいかと、勝手に判断して、電解コンデンサ無しで元の状態に組み立て直しました。
受信テストをすると、スケルチのスレッシュホールドポイントでポツポツとノイズが連続して入ります。 S9の信号を受信すると、音声が高速に断続して聞こえ、了解度が大幅にダウンします。 やはり47uFの電解コンデンサは必要なようです。
そこで、手持ちの10V100uFを左の写真のように追加しました。 この対策で、スケルチの効きは正常になり、音声もきれいな元の状態に戻りました。
そして、今までやっていなかった送信テストを行ってみました。 SENDモードになり、そばに置いてあるFT991のSメーターがフルスケールになるのは確認済みでしたが、しゃべってもスピーカーから音声は出ません。 変調がかからないようです。
サービスマニュアルの基板図は解像度が悪く、チップ部品のREF No.はおろか、ストリップラインのつながりも良く判りません。 唯一IC1の場所が判りましたので、オシロを各端子に当てて、マイクに向かって大声で叫ぶと、IC1の3番ピンにはかろうじて信号が見えますが、1番ピンにはなにも見えません。
テスターでDC電圧を当たると、3番ピンが5V、1番ピンも５Vです。 OP－AMPですから3番も1番ピンも2.5Vでないといけないのですが、ここが5Vです。 
R30 27KΩが断線もしくはGNDへ接続されていないのが原因のようです。C45の2.2uFはちゃんとGNDに接続していますので、R30だけが浮いていると思われます。
そこで、C45に1608のチップ抵抗をパラ付する事にしました。C45のサイズが大きすぎてコンデンサの背中にパラ付できませんので、コンデンサのGND側に27Kの抵抗を立てて半田付けし、反対の端子から0.18mmφの銅線でコンデンサのホット側につないでやりました。 この追加作業で、変調がかかるようになりましたが、本当の原因は不明のままです。
この状態で当分様子を見る事にします。
カテゴリー<6m AM >
タイトルは10m E級アンプですが、当初、6m E級アンプのつもりで実験を始めましたが、どうにも出力が出ず、やむなく10m E級アンプに修正した経緯があります。
安い半導体で50MHzのPWM変調方式のAMパワーアンプを実現すべく調べていましたら、2018年の春に、TIより60MHzのFETドライバーが発売になっていることを知りました。 この新製品であるドライバーがDigikeyにて500円台で発売されています。 残念ながら私はDigikeyのアカウントを持っていないので、60MHzでなくても30～40MHzくらいのFETドライバーをRSで取り扱っていないか探したところ、TIの製品でUCC27511というドライバーが見つかりました。 FETの入力容量が1800PFの場合、Typ24MHz付近まで動作します。 現在6mのAM送信機に使用しているファイナルはIRFI510で、このCissは180PFです。 入力容量がドライバー指定の1/10ですから、50MHzまで動作してくれないだろうかと、このUCC27511を手配し、実験する事にしました。
UCC27511はRSでMOQ=5の条件で、1個 187円弱です。
放熱板や基板を加工し、実験出来るボードを作り、実験を開始しましたが、残念ながら、50MHzの出力は得られませんでした。 FETドライバーの出力がFETゲートをドライブできる波形やレベルになっていません。
上のｊｐｇによる回路図が良く見えない時は28M_ClassE_AMP0.pdfをダウンロード
そこで、周波数を下げて、どの辺まで出力できるのか調べてみました。
左のグラフはVDD ５V、入力レベル6dBmにて、周波数を可変した時の出力です。32MHzを過ぎると急激に出力が落ちています。 ドライバーとFETの実力による周波数限界が重なった事から、この回路では32MHzが使用限界と考えられます。26MHz以下で出力が下がっているのは、使用しているメガネコアがカーボニルの低μ（ミュー）コアによるもので、フェライトコアを使えば、フラットかあるいは出力が上がる傾向になるものです。
結果的に50MHzでのパワーアンプは不可能と判りました。 そこで、28MHzではどうなのかデータを取る事にしました。
上のグラフは28.5MHz、入力3Vppにて、電源電圧を可変した時の出力データです。青色のカーブはVDD：4Vの時の出力2.5Wを基準にした理想的なデータです。 赤色のカーブが実測値です。 VDD 7Vくらいまでは、なんとか理想に近いカーブをしていますが、それ以上のVDDでは電源電圧と出力の関係は非直線になっており、PWM変調においては、きれいな歪の少ない変調がかけられない事を示しています。
この原因は終段のIRFI510の性能が影響している為であり、60MHzのFETドライバーを用意しても、この問題は解決されないと考えられます。
IRFI510の限界周波数は約21MHzでした。 そこで、限界周波数が約39MHzのFKI10531ではどうだろうかと28MHzでテストしてみました。 残念ながら、Ciss=1500pFが災いし、電流が700mAくらい流れ、30秒くらい通電したら、UCC27511が煙を出して壊れてしまいました。
電源電圧13.8Vで60MHzでもスイッチングするFETは実在しています。Gan FETと呼ばれていますが、1石9000円くらいですので、このFETを使うくらいなら、50MHzで100W出せるリニアアンプの方が安くできます。 よってこの検討は当分休止です。
