ハム三昧

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7MHzの200W　AM送信機が完成し、1st　QSOも終わりましたので、次のテーマとして6m用PWM　AM送信機と決めました。　技術的に目途が有る訳ではありませんが、途中で投げ出す事も可という条件で始める事にします。　ただ、このテーマの最大の問題は、もし首尾よく送信機が完成しても、交信する相手がいないという事ですが。　

目標は移動運用可能なキャリア出力１０WのAM送信機とします。

まず最初に、7MHzで実験したMOS-FETによるパワーアンプです。　以前私が勝手に定義した周波数限界（仕様書上で規定される総遅延時間の逆数）はとても50MHzには及ばず、せいぜい半分くらいしか確保できないようなFETでも50MHzのパワーアンプが可能なのかの実験です。

実験用のパワーアンプ回路図でず。AMTX_6m_PAmp.pdfをダウンロード

私が手持ちしているFETで、入力容量が小さく、最高の限界周波数、約21MHzのスペックを持つIRFI510（VISHAY製）のプッシュプル（PP）で回路を組みました。

左上がパワーアンプの部品挿入面、右上がそのチップ部品装着面です。部品実装状態は2パラプッシュプルですが、実際はシングルプッシュプルで配線されています。

限界周波数が目標50MHzの半分にも満たないFETですが、出力ゼロではなく、なしがしかの出力が得られます。　ただし、E級増幅はおろかC級増幅もできず、かろうじてB級増幅が位相遅延を起こしながら実現できているアンプです。

この状態でDC電源が供給可能な最大18.4Vで出力を測定してみました。

入力はFT450からキャリア注入しますが、シングルPPと2パラPPでは入力容量が異なりますので、そこは直列に挿入したトリーマーで調整し、いずれもSWR1.3以下で、2.2Wのドライブです。　ゲートにDCオフセットを加えて、ドライブしやすくする手法は、インターネット上で紹介された、あるどこかの大学が特許申請した30MHz用100WのE級アンプ回路から、アイデアをいただいてきた手段です。　FETシングルのPPドライブで8Wの出力が得られました。　動作モードとしてはB級に近い状態です。　この動作モードのままで、2パラプッシュプルにしたら同じVDDで５Wしか出ません。　多分、入力回路の容量が2倍になった事で、ドライブ不足になった為と考えられます。　ここで、入力レベルを上げても出力は頭打ちでした。

次に、ゲートDCバイアスを調整して、アイドル電流が2石で190mAになるようなAB級動作にすると10Wの出力が得られました。　この動作モードはリニアアンプの世界ですが、目標とする40Wの出力はVDDを３７Vくらいまで上げないと実現できません。　出力トランスの2次側巻き数を2ターンから3ターンに増加させると、かえって出力が落ちてしまいました。

安いMOS-FETで50MHzのリニアアンプは出来る事は判りましたが、その時のVDDは車用バッテリーの13,8Vとはかけ離れており、今回のテーマである50MHzアンプは無理と諦める事にしました。　やはりここは移動運用が主になるカーバッテリーで、10WのAM送信機（ピーク40W）の実現に向けて再検討する事にします。

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＜カテゴリー：DDS＞

アマゾンで安い中華製のAD9833ユニットを見つけ、HF送信機のVFOに使えないか事前検討をした結果、そこそこ使えるめどが立ちましたので、CW、AM送信機の外部VFOに仕上げる事にしました。

回路構成は、DDS　VFOの実験の経緯から、16bit　PICマイコンと、中華製基板をそのまま使って、パスコンの移動と、TXCOの電源を独立した回路を基本とし、10Hzスパンで1回転96パルスのロータリーエンコーダーと、1KHzスパンで1回転24パルスのサブエンコーダーによる周波数可変手段を持った1.8MHzから50MHzまでのハムバンドをカバーするVFOとします。

まずは、回路図です。

DDS VFO の回路図　DDS_multi_VFO180309.pdfをダウンロード

DDSはAD9833、　コントローラーはPIC24FV32KA302、LCDは新規に手配した16ｘ２のパラレルドライブです。　25MHzのTXCOの電源を専用の3端子レギュレーターからドライブし、マイコンやDDSのデジタル回路電源から侵入するノイズを遮断しました。　また、DDSの3番ピンからAGNDへ落ちるパスコンC1は4番ピンへ最短で接続し直しています。　PICマイコンは、前回の実験で使用したものをそのまま使用しますが、前回の実験中に3端子レギュレーターが壊れた際、破壊されたRA0,RA1,RB0のI/Oは使用不能となっていますので、増加したLCDドライブ用端子を含め再配置しています。　

LCDは4bitパラレル駆動ですので、RB4～RB7へ割り付け、同一ポートの他の端子に影響が出ないようソフト面で配慮しました。

ロータリーエンコーダーは10Hzステップと1KHzステップを用意し、バンドによってはステップ数を変更しています。　バンドは1.8MHzから50MHzまでの10バンドですが、このセレクタとしてロータリーエンコーダーを使っていますので、IF周波数を考慮したオフセット周波数のバンドが増加しても、ソフト対応のみで、最大63バンドまで確保できるようになっています。

最高周波数を8MHzくらいと置きましたので、50MHzの場合、8逓倍必要です。　少しでも周波数の分解能を上げる為、周波数指定は0.1Hz単位とし、DDSのレジスターに書き込む場合の乗数kdは一桁落とし、1.073741824を使っています。　LCDへ周波数表示する場合、1/10してから表示します。

上の写真はバラック状態の全回路です。

左上が基板の表側、右上がチップ部品装着面です。　私の基板は日圧のコネクターを多用しますが、ほとんどが、2mmピッチのPHタイプです。蛇の目基板の2.54ピッチと合わないので、ドリルで2mmピッチの穴を明け直して実装しています。　最近、秋月で2.54x2mmの基板が発売されるようになりましたので、今後、この基板を採用する機会が増えそうです。

DDSの出力の後にポストアンプと５次のLPFを実装してあります。　LPFは8MHzくらいをターンオーバーとするLPFですが、特性から算出した定数の場合、要求される値の部品を手持ちしていない事が普通です。　そこで、手持ち部品から特性を計算させ、そこそこの特性が得られるように定数を吟味するソフトを探したところ、以下のURLが見つかりました。

＜カテゴリー：DDS＞

中国製基板によるAD9833ユニットの動作は問題ないのですが、その発振信号の純度というものは、とても短波帯の送信機に使えるものでは有りませんでした。　この信号純度というのは、なにも高級なスペアナでそのレベルを判定するような計測数値でなく、SSB受信機で、この信号のビート音を聴感で聞いたとき、だれでも、きれいか汚いか即座に判別できるものです。

最近、この中国製AD9833のユニットが、送料込で650円まで値下がりしていますので、基板を改善して通信用送信機で実用になるDDSに仕上げる事ができないか実験する事にしました。　　以下、信号純度確保の始末記です。

中国製の基板からICを取り外し、秋月のMSOP変換基板に載せ替えて見ました。

左上がオリジナルの中国製基板による7100KHｚの信号。　右上はICは同じもので、秋月の変換基板に移し替えた時の7100KHｚ信号です。　ピークレベルに違いはありますが、明らかに右側のスペクトルのスプリアスは小さくなっています。　この右側の音をTS930で聞いてみますと、S9以下の場合、ビート音に違和感はありません。　しかし、ビート周波数を200Hz以下にすると、ハム音の濁りは残り、+40dBくらいまでS/Nが向上しますとビート音の濁りが若干気になります。

そして、7200KHz以上で聞こえるAM放送局のキャリアによるビート音にはかないません。

左の文章は、AD9833のデータシートに書かれた「グラウンドとレイアウト」という文章の一部です。　信号純度を保つ為のノウハウが記述されており、これを可能な限り忠実に再現すれば、アナデバが意図した性能が得られるはずです。　

この記述をベースにオリジナルの中国製基板を見てみます。

左下の写真はオリジナルの基板からAD9833を取り外した状態です。写真の写りがあまり良くないので、銅箔パターンを青色でなぞってあります。この基板の最大の問題点は、DGNDとAGNDをスルーホールで接続して、なおかつ、3番ピンのCAP端子からのパスコンのGNDをAGND側に落としてあるという事でしょう。　ここは、黄色のラインで示すように、4番ピンへ最短で接続すべきです。　また、　ピン番号６，７，８のデジタル信号ラインはICの底面を通過してはいませんが、ICの底面はAGNDで覆えという要求は全く無視されています。　もちろん、AGNDはこのユニットの先にアンプやフィルター回路が入る為、それらの回路を含めてDGNDと結合しなければなりませんので、少なくともこのDDSユニット内では接続していはいけません。　先のアナデバの最後の文章の意味は、IC装着面はGND面だけにして、ハンダ面すなわちIC装着面の裏側に信号ラインを配置しなさいと言う意味になります。

左は秋月で販売しているMSOP　10Pの変換基板です。　ICの底面に信号ラインの配置が無く、底面は裏側のGND面にスルーホールでつながれています。　当然各ピンは独立していますので、AGNDをこのGND面に接続してやればアナデバが要求する条件はほぼクリアーできそうです。

問題があるとすれば、0.5mmピッチの端子を2.54mmピッチの端子へ拡大する為のストリップラインが長い事です。　実はこれが、時々信号が出なくなる原因のひとつになっていました。

アナデバの推奨回路に10μFと0.1μFのコンデンサをパラ付した例が書かれていますが、この10μFはタンタルコンデンサを想定しています。タンタルコンデンサはかなり高い周波数までインピーダンスを低くく抑える事ができますが、やはり限界があり、その限界は0.1μFのセラミックコンデンサでカバーさせている訳です。

近年、セラミックコンデンサの技術レベルは非常に向上し、100μFのセラミックコンデンサが実現できるようになりました。　MLCCと言われる積層セラミックコンデンサで、0.1とか0.47とか無意識に使っています。　当然、同じ容量値ならタンタルコンデンサよりMLCCの方が性能がよく、10uFの要求容量にMLCCを充当すれば、0.1uFのコンデンサは不要になります。　しかし、いい事づくめでは有りません。　MLCCはDCがバイアスされると容量が大きく減少する性質があり、5V DCにて公称容量が約半分になってしまいます。　それでも。高周波域のインピーダンスは同じ公称容量のタンタルコンデンサよりは優秀です。

左の基板は秋月の変換基板（左側）にAD9833と3個のバイパスコンデンサ、アナログ出力ピンにハイカットの15PFを付けたものです。右側の基板は中国製AD9833基板の25MHz発振ユニット部分のみを切り取り発振回路を動作させその出力をAD9833に供給している状態です。

この状態で7100KHzを出力した場合のスペクトルが最初に掲載したスペアナ画像です。

ここまでの記述では、いかにもうまく行っているように見えますが、　実は、周波数を可変すると時々信号が出なくなったり、設定以外の周波数になったりしていました。　最初、この制御に使ったPIC16F886のソフトが悪いのではないか？　ICを載せ替えた時、ICを壊してしまったのではないか？と色々検討しましたが、原因が判りません。　約2週間検討の結果、25MHzのOSC基板のGNDとAD9833のDGNDが遠すぎるという事と、　OSC出力にノイズ（ジッタ）が誘導し、ICの内部クロックが安定しないというのが原因でした。　この状態での信号純度は決して満足できるものではありませんが、　受信する方が我慢すれば送信でも使えるレベルになりました。

中国製のオリジナル基板のままで、改善は出来ないものか、オリジナルの基板に戻し、３番ピンからAGNDに落ちる10uFのGNDを銅箔テープでDGNDへ移してみたのが左の基板です。

オリジナル基板より若干信号純度は改善しましたが、とても送信機に使える状態ではありませんでした。

このAD9833は外付け部品が少なく、DDSを簡単に構成できますが、送信機に使う場合、必ず、その信号にビートをかけて、低周波にした時の濁りを確かめてから使う事にします。

信号純度は基板のGND処理でも大きく変動しますが、一番の要素は基準発振器25MHzの純度になります。　それに気付いて、25MHzの基本波をTS-930で聞いてみました。　結果は、このDDSが発生する7MHzの信号の濁りと同じでした。　そこで、この25MHzの基準発振器を色々変えて見る事にしました。

上の3枚のスペクトルは左から、中国製基板に付けられていた25MHz発振器、真ん中は秋月から購入した50MHz TXCOを７４LS74で1/2分周した25MHz、一番右は25MHzのクリスタルと2SC1712YでピアースBE回路で作った発振器からの25MHzです。　スプリアスの程度は右が一番良くて左に行くほど順に悪くなっていますが、一番右は温度補償が一切されていないという重欠点がありますので、スプリアスが良いからトランジスタによる発振回路を採用するという選択肢はありません。

TXCOの信号純度はバイポーラ回路よりCMOSが悪いと言われていますが、結局それは電源のノイズにより変化すると言う事が遅まきながら理解できましたので、中国製の基板に付いていたTXCO（これはCMOSです）の電源をマイコンやDDSから独立させてみる事にしました。

左は、そのように回路を改造した時の7MHzのスペクトルです。

従来のスペクトルよりかなり良くなっており、実際にSSBモードでビート音を聞いた感じでは、放送局のキャリアには負けますが、汚いと言われないレベルまで改善しました。　これなら、CW送信機やSSB送信機でも、もちろんAM送信機でも使用可能と思われます。

これまでの配線図DDS_VFO180223.pdfをダウンロード

時々、信号が出なくなる原因が、8bit　SPI信号を2回送って16bitデータを構成する方法かも知れないと、PIC内臓のSPI機能は使用せず、i/oを直接たたいて、SPI信号を作っていますが、時々信号が出ない現象は改善されませんでした。

原因は前述のごとく、OSC回路のGND引き回しでしたので、SPIの問題ではありませんでしたが、せっかくこのソフトを作りましたので、この部分はこのままで残す事にします。

ここまでの状態のPICマイコンのソフトは以下の通りです。

DDS_VFO_unit.cをダウンロード

このソフトの中には、24接点のエンコーダーから96パルスの変化を得る定番のソフトと、24パルスで10KHzスパンで変化するソフトが入っています。　ただし、10KHzスパンの動作は時々誤動作します。　原因はチャタリングと摺動ノイズみたいです。　この部分は、最終的に、この回路をVFOに仕上げるときまでに改善する事とし、現状のままです。

DDS VFOの製作 (AD9833)　へ続く。

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＜カテゴリー：DDS＞

1回転24パルスの機械式ロータリーエンコーダーによるVFO周波数可変機構の改善をテーマに実験を続けております。

前回までの実験で、時々周波数が1KHzや2KHzいきなり飛ぶという現象があり、その原因が不明でした。　数日置いて再考察した結果、エンコーダーのチャタリングではないか？とデジタルオシロを物置から引っ張りだして、波形を観測する事にしました。

左上はゆっくり操作中に発生しているチャタリングです。右上は中速操作時に発生したチャタリングです。　時々、数KHzで周波数が飛ぶのはこのチャタリングの性です。一度割込みが掛かったら3ミリ秒間は次の割込みを禁止していますが、左上の例では、この禁止期間が過ぎても、まだチャタリングが発生し続けていますので、この時、周波数飛びが起こるようです。　右上の例でもチャタリングの長さが3.5msecくらいで、この時も、周波数飛びを起こしています。

そこで、現在、チャタリング対策として挿入しているコンデンサを0.01uFから0.033uFに変更しました。  左はその時のロータリーエンコーダーの波形です。　かなりのチャタリングを押さえた波形です。

この状態でテストを行うと、周波数が数KHｚ飛ぶ現象が大幅に減少しました。

TS930やFT991のメインダイヤルを回すと、ビート音がスムースに変化しますが、1回転24パルスでは段階的に変化し、とても「スムース」という表現が当たりません。　そこで、最少可変ステップを10Hzから20Hzに変更し、その上のステップも100Hzから200Hzに変更しました。　これで、周波数の変化速度は速くなりましたが、当然ながら1回転100パルスのFT991のフィーリングには及びません。

現在エンコーダーのA端子で割込みをかけ1ステップ変化させている状態ですが、さらに、B端子がHからLになった時も割込みをかけ、1回転で48回割込みが発生するようにPICのi/oを変更しました。　これで、エンコーダーが1回転すると周波数は960Hz変化し、FT-991の1回転1000Hzとほぼ等しくなります。

左はかなり高速で一気に回した時のエンコーダー出力です。A相またはB相だけのパルス間隔は最少で約2.6msecくらいあり、AからBへの最少間隔は1.3msecしか有りません。　一度割込みが掛かると3msec割込みを禁止していますので、この例では、カウントしていない事になります。　　

この状態でテストしていますが、現在のエンコーダーはクリック付の為、ワンクリックで40Hz変わってしまいます。　クリックとクリックの中間点で20Hz変わっていますので、1回転960Hzを20Hzステップでカバーしている事は確かです。　そのため、実験の途中でノンクリックタイプに変更しました。結構スムースになりました。

しかし、この状態でも時々チャタリングが発生し、周波数飛びが起こります。　左の画像はコンデンサを0.033uFにした時に起こった摺動ノイズ波形です。　摺動ノイズはチャタリングとは言いませんが、スイッチの摺動面の接触が悪い時に発生し、メカニカルタイプのエンコーダーでは宿命的なものです。　コンデンサ0.033を0.047とか0.1とかに変更するアイデアもありますが、ここら辺がメカニカルエンコーダーの限界かも知れません。

同調操作のフィーリングは、市販のトランシーバーにはとても及びませんが、エンコーダーのコストを考えると、そこそこ使えるダイヤル機構が出来上がってきました。　前回の記事で紹介した通り、これはKENWOODの特許でした。　いまでも有効かどうかは調べていません。　個人で使う場合、問題ないでしょうが、商品に組み込んで商売をすると抵触する可能性があります。

RF出力レベルが小さいので、ポストアンプの回路を変更し、コレクタ側に共振回路を設け、出力は2次コイルから取り出す方式としました。　出力端子に5Vppの信号が得られるようになりました。　下側が多少歪んでいるのは、振幅の最大付近でクリップしているもので、高調波は増えますが、信号の濁りとは関係ありません。　

このDDSの信号がKEMのトランシーバーに使われているAD9834より濁っていますので、両方のスペクトルを確認してみました。

左下がAD9833、右下がAD9834です。　新スプリアス規制は両方ともクリアーしていますが、左側（AD9833)がノイズぽく見えます。　多分、ICの問題では無く、基板のパターンの性と思われます。

AD9834の方は、それほど濁りは感じませんが、以前作ったPLLによるスペクトルに比べると、両方のDDSともノイズフロアがはっきりと汚いですね。　これが濁りが多い原因でしょう。

今回採用した中国製の基板を使わず、ユニバーサル基板上にデジタル/アナログGNDを分離したパターンを描けば改善されるかも知れません。

ここまでの配線図7MHzDDS180113.pdfをダウンロード

アナデバの推奨回路定数では、C1は104と106のパラ接続となっておりますので、現在の104に106をパラに追加してみましたが、キャリアの濁りは少しは改善したようなトーンになりましたが、アナデバがデータシートで表示しているノイズフロア-80dBくらいの音にはなりませんでした。

ロータリーエンコーダーのB端子からの割込みを受け付けるようにしたソフトは以下です。

INT2からの割込みルーチンが残っていますが、LPFの特性検討の為に残してあり、現在はこのコネクターには何も接続していませんので、INT2からの割込みはかかりません。

DDS_7MHz180108.cをダウンロード

割込みエッジを選択可能な外部割込端子を後２つ確保できるPICがあれば、1回転96割込みのエンコーダーが実現できます。　しかし、チャtリングの吸収の為、この短い周期では、アップダウンしないと思われます。　1回転96パルスの場合は、エンコーダーを2個用意して、FT991と同様な方法が操作性はよさそうです。　エンコーダーを1個にこだわるなら、48パルスで20HzステップのVFOが妥当なところかも知れません。　

その後、TS930をLSB受信モードにして、同調操作を何回もトライしました。　その結果は私の判定としてNGでした。　チャタリングと高速回転の切り替えタイミングがどうしてもうまくいかず、そこそこの操作フィーリングが得られるように設定すると、周波数飛び（チャタリング）が発生します。　3週間くらい、パラメーターをいじくりましたが、結局妥協点すら見つけられませんでした。

Kenwoodのトランシーバーでの採用実績が無い事、TS-850でも２つのエンコーダーでこの問題を解決している事などから、この特許はアイデア倒れのしろものでした。　今後、DDSを使った同調システムは２つのエンコーダーで対応する事にします。　

ビート音の濁りの改善に続く。

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＜カテゴリ：TS-850＞

AM受信機専用として使っていました、TS-850ですが、自作のDSP受信機が調子が良いので、しばらく通電もしていなかったのですが、約1年ぶりに電源ONしてみました。　すると、スピーカーから出る音が極端に小さくなり、かつ低域の音声がほとんど聞こえません。

電源ONしたのが、2018年の正月3日。　幸い、暇ですので、修理する事にしました。

スピーカー出力側から、オシロのプローブを当てていくと、異常個所はすぐに見つかりました。　オーディオパワーアンプの出力カップリングコンデンサC187の両端で出力レベルが10dB以上の差が生じております。

このコンデンサの近くに以前、液漏れを起こした電解コンデンサがあり、同様なタイプでしたので、液漏れかも知れないとこのコンデンサを外してみました。　外したコンデンサは液漏れの形跡が有りますが、もれた液はすべて蒸発してしまい、テスターを当てても電解コンデンサ特有の針の振れはありません。

左上は取り外したC187、右上は、C187を外した後の基板状態ですが、今回は銅箔の腐食は有りません。

定格は10V470uFですが、あいにく手持ちが有りません。ジャンクの基板から16V470uFというコンデンサを抜き取り、仮配線にて実装すると、音は正常に戻りました。　ただ、この16V470uFのコンデンサはすでに足を短くカットされていましたので、そのままでは基板に実装できません。　そこで、すぐ近くに有った同じようなサイズの電解コンデンサにロックタイで縛り付け、写真のごとく配線しました。低周波ですので、全く問題有りません。

今回の故障修理を境にTS850はまたAM専用受信機に戻りました。

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＜カテゴリー：DDS＞

QRHの無い、安定した高周波発振器用として、DDSのICが最近安く手に入るようになってきました。ICと基準周波数発振器を表面実装した基板状態の商品がアマゾンで売られています。　DDSは性能的になにもケチをつける事はないのですが、その周波数の可変に大きな不満がありました。　それは、同調操作という純アナログ的な周波数選択操作です。　DDS周波数は数値で制御されるため、その数値を増減しながら周波数を目的の値に設定する訳ですが、SSBモードでも実用可能な10Hzステップ可変でハムバンドの下限から上限まで移動するのは簡単ではありません。　これを少しでもスムースに行う為に、1回転で1000パルスを発生させ、10回転で100KHzをカバーさせるようなロータリーエンコーダーが使われていました。このようなロータリーエンコーダーは精密機械に属し、その価格は非常に高価で、かつ物理的に大型つまみでしか実現できませんでした。　せっかくDDSのICが安くなっても、この周波数可変の部分がネックとなり、アンテナアナライザやVFOの原発振器としては利用しにくく、今まで避けてきたところです。

最近の普及価格帯のSSBトランシーバーはこの辺の使いにくさを、周波数ステップの異なるふたつのロータリーエンコーダーでカバーさせ、10HZステップのエンコーダーが高価になるのを回避していますが、それでも１０Hzステップのエンコーダーは、1回転100パルスを発生出来、私が簡単に手をだせる価格やサイズでは有りません。

RSで手に入る、安いけど品質は問題なしの、ALPS製1回転24パルスの機械式ロータリーエンコーダーにて、この使いにくさをどれくらい改善出来るかの実験記です。

まずは実験回路図です。7MHzDDS180101.pdfをダウンロード

DDSをコントロールするマイコンはPIC24FV32KA302です。周波数表示は99円のLCD。そして、2個のロータリーエンコーダーを実装できるようにしました。

目標とする発振周波数は７MHｚから7.2MHzでこの200KHzの範囲を10Hzステップで可変させます。　SSB受信機で7MHzを受信しようとした場合、実際のVFO周波数は受信周波数±IF周波数になりますが、IF周波数が決まっていませんので、IF周波数はゼロとして実験します。　IF周波数がいくらになろうがカバーが必要な帯域200KHzは変わりません。　1回転24パルスのエンコーダーの場合、833回転でやっとカバーしますので、2度と触りたくないというVFOです。

左上はPICとDDSを実装した実験基板、右上はテストで2MHzを発振させている時のLCD表示で、最下位は10Hzです。

左上は2MHzの出力波形、右上は7MHzの出力波形です。いずれもDACの出力をそのまま表示していますので、綺麗ではありません。実際に使う時は７MHｚのBPFを挿入しますが、今回の実験ではこのままです。

左は、PICとDDSを結ぶSPIラインのFSYNCとSCLKの波形です。周波数設定は28bitを14bitに分割し、2回に分けて送信しますが、この実験機では、LSB,MSBを両方セットしたとき、周波数が変更されるモードで使用しています。

当初、SPI通信がうまくいかず、クロックの極性がアクテイブ　LOWであるという事に気付くまで足かけ2年（12月31日から1月1日の昼まで）悩みました。

DDSとの通信クロックは約1MHzで行っています。ちょっと早い感じがしますが、RF混入で問題が有る場合、フィルターを強化する度合いによりクロックレートは下げる予定です。

AD9833が動作するまでの、XC16によるソフトを説明します。

SPIの初期設定です。　メインのイニシャル関数initMain()のなかで処理しています。

SPI1CON1 = 0b0000011101110010;//
SPI1CON2 = 0b0000000000000000;//
SPI1STATbits.SPIROV = 0;
SPI1STATbits.SPIEN = 1;//SPI1有効化

SPI1CON1にてマスターモード 16bit、プライマリ1/4、セカンダリ1/4、クロックactive_Lを設定します。

DDSへの書き込み関数です。

// DDS 書き込み
void DDSwrite(unsigned int data) {
    SPIFlg = 0; //DDS FSYNC 0(CEをL) 
    __delay_us(1);
 SPI1BUF = data;
    while(!SPI1STATbits.SPITBF);
    __delay_us(20);
 SPIFlg = 1; // CEをH
}

20usの遅延時間は16bitの送信が終わるまでをオシロで確認しながら決めました。

マイクロチップが公開しているSPIのリファレンスマニュアルによると、16bitのデータ送信が完了すると、SPI1IFというフラグがセットされるらしいのですが、いくらやってもこのフラグがセットせず、やむなく遅延時間を入れてCEの信号を作成しました。　また、SPITBFフラグも役立たずで、このwhile文も削除しても動作に影響は有りませんでした。

DDSのイニシャライズです。

void initDDS() {
 DDSwrite(0x2100);//DDS reset
 DDSwrite(0xC000);//PHASE0 0
 DDSwrite(0xE000);//PHASE1 0
 DDSwrite(0x2000);//16bit連続2回送信にて周波数確定
 Freqwrite(Freset,0);//reg0に1MHz書き込み
 Freqwrite(Freset,1);//reg1に1MHz書き込み
} 

DDSにリセットをかけますが、位相、周波数レジスタともにクリアされません。　従い、初期値が存在してはならないデータになっている可能性が有り、何が起こるか判りませんので、それぞれのレジスタにダミーデータを書き込んでいます。　最初の行でセットしたRESETビットは4行目の0x2000のコントロールコマンドでRESETビットも落とし、RESET終了としています。

このAD9833のイニシャル設定は、アナデバが公表している資料によると、ここで示した各コマンドの送出順序と異なる事がわかりました。　もし、この順序でうまく動作しない場合、アナデバが公表しているこの資料を参照して下さい。

周波数の設定

FREQREGの値はAD9833の仕様書から周波数ｘ（2＾28/25MHz）で計算されますので、（2＾28/25MHz）部分をKdと置き、値は10.73741824という実数になります。　しかし、この発振器の周波数は10Hz単位の表示ですので、実際に計算する場合、Kd＝107.3741824という数値に定義し直しています。

void Freqwrite(unsigned long int FQ, unsigned char ML) {
 unsigned long int Freg;
 unsigned int MLset,MFreg,LFreg;
 double DFreg;
 if (ML == 0) {MLset = 0x4000;} else {MLset = 0x8000;}
    DFreg = FQ;
 Freg = (double) (DFreg * kd); 
 MFreg = (Freg >> 14) + MLset;
 LFreg = (Freg & 0x00003FFF) + MLset;
 DDSwrite(LFreg);
    __delay_us(20);
 DDSwrite(MFreg);
}

この関数の中で引数MLは周波数レジスター０か１を指定するものです。

ロータリーエンコーダーによる周波数のアップ、ダウンは、A,B 2bitを定期的に監視して、基本パルスの4倍の分解能（1回転96パルス）を得る手法が一般的ですが、この方法ではエンコーダーの回転速度を検出できないので、今回はINT1と2からの割込みで割込み周期を計数するとともに回転方向を検出する方法にしています。　エンコーダーの回転速度を検出する必要が有る理由は後述します。　従い、1回転24パルスが基本となります。　ソフトの内容は添付ソースファイルを参照下さい。

周波数可変の設定は、ロータリーエンコーダーRE1は10Hzステップ、RE2は1KHzステップ可変です。　200KHzをカバーするのに、RE1だけなら、833回転ですが、RE2だけの場合、8.33回転で済みます。

このチューニング感覚はYAESUのFT450とかFT991と同じで、コンテストのときなどに多用しますが、さすがに10Hzステップのダイヤル操作は同じ感覚とは言えません。ここら付近が改善のポイントと思われます。

現時点でのソースファイルです。　DDS_7MHz180101.cをダウンロード

ファイルの中に、EEPROMのアクセス関数がありますが、この実験では使用していません。

ここまでは、何の工夫も加えられていません。　そこで、いつかは実験しようと考えていた、2個のエンコーダーを1個にして、同様な効果が得られないかトライする事にします。　ヒントは20年くらい前に聞いたKENWOODが保有していた特許です。　

この特許のアイデアは非常にわかり易く、ゆっくりエンコーダーを回転させた場合、周波数もゆっくり変化するが、早く回転させた場合、周波数変化ステップが大きくなり、回転速度以上の速さで周波数が変化すると言うものでした。　具体的には、ゆっくり回転している場合のアップダウンステップは10Hzですが、早く回転させると、アップダウンステップが100Hzに自動的に変わるというものです。

この話を聞いて、すぐにSSBトランシーバーのダイヤル機構を思い浮かべたのですが、私の知る限り、このような機能を設けたトランシーバーは有りませんでした。　理屈は正しいけど、実際に使用した場合、問題があり、実用化されなかったのか、私の知らない所ですでに実用化済みなのか、あるいは、この話の出所が、KENWOODのオーディオ製品を扱う関係者からの話でしたので、トランシーバーを扱う関係者へは、周知されていなかったのでは？と勝手に想像しながら、過去20年間ずっと疑問のままでした。　

そこで、この実験機の10Hzステップのエンコーダー側に、エンコーダーのパルス間隔が50msec以下になったら、ステップを100Hzに変更するプログラムを仕込んでみました。　結果は考えた通りの動作を行い、ゆっくりの場合1回転で240Hzしか変化しないのに早く回すと2KHzくらい変化します。　ただし、LCDの数値変化を見ているだけなので、実際にSSB信号を聞きながら操作した訳ではありません。　従いチューニング操作のフィーリングは判りません。

理屈的にはスピード判定を2段階で行い、最少ステップ10Hz、中間ステップ100Hz、最高ステップ1KHzで操作できれば、百数十円のエンコーダー1個でかなり経済的なVFOができそうです。　ソフト的には簡単に実現でき、10Hzの分解能を得ながら、簡単に200KHzの幅の可変が出来ます。　しかし、これでダイヤル操作のフィーリングがHFトランシーバーと同等なのかは判りません。 LCDの表示を見ていると、数KHz飛んだりと、スムースに変化はしていないようです。　

DDS_7MHz180102.cをダウンロード

例えば、7100KHzから7150KHzに周波数を変えようと、エンコーダーを回します。　7145KHzくらいまでは、スムースに素早く変更されますが、その後、回転速度を落とし、後2KHz以内くらいになったので、さらに回転速度を落としますが、意に反して周波数は7150KHzを飛び越えてしまいます。　仕方がないので、回転を反転しますが、ゆっくりやると10Hzステップでしか、変化しないので、少し早く回したくなります。　すると、またも行き過ぎて、周波数は7150KHz以下になってしまいます。　この現象は何回操作しても同じように繰り返されます。　

しばらく、時間をおいて原因を考察した所、割込み処理時、CNTをクリアーしていますが、このタイミングが悪そうです。　割込み発生から、しばらくは次の割込みを禁止していますが、CNTクリアーはこのディレー設定の前で行わなければ、意味が無い事がわかりました。　このアイデアに対応したソースファイルは以下です。

DDS_7MHz180104.cをダウンロード

CNTクリアーの位置を変更し、いくつかのパラメーターを調整すると、かなりスムースに目的の周波数に合わせ込む事が出来るようになりました。　しかし、まだ、時々、目標周波数の500Hzくらい手前で1KHzくらいジャンプする事があります。　しばらくは、パラメーターを微調整してみる事にします。

正月休みの最終日の夜、風呂に入っていたら、改善アイデアが浮かびました。　エンコーダーのパルス間隔を1msec単位でカウントしていますが、この時のタイマー１の割込み優先度より、エンコーダーの回転検出のINT1,2からの割込みの方が優先度が高く、INT1,2からの割込み処理中はタイマー１からの割込みがブロックされている可能性がありました。　また、INT1,2からの割込み処理が済んでから、タイマー１による割込みによるカウンターをクリアーしていましたので、正確にエンコーダーのパルス周期をカウントしていない可能性もありました。　

そこで、まず、エンコーダーからの割込みよりタイマー１からの優先順位を上げる事にしました。　そして、タイマー１によるカウント値CNTもエンコーダーから割込みが有った直後にiCNTという変数に退避させた後クリアーする事にしました。　さらに、1KHzステップで変化する場合、最初のインクリメントまたはデクリメント時、100Hz及び10Hzの値は00に丸める事にしました。　例えば、7100,57という周波数でインクリメントした場合、最初は7101.00となり以降1KHzステップでアップしていきます。　デクリメントの最初は7100.00となり、以降1KHzでステップダウンしていきます。

同様に100Hzステップの場合も10HZの数値を最初０に丸めてからアップ、またはダウンさせるように変更しました。

この状態のソースファイルです。DDS_7MHz180106.cをダウンロード

1KHz、100HzのiCNTしきい値も微調整した事で、かなり素早く目標周波数に合わせこむ事が出来るようになりました。　ただし、まだ完全ではなく、行き過ぎも頻度は少なくなりましたが発生します。　

DDSに連続して書き込むと、近傍のスプリアスが増え、ビート音が濁って聞こえます。　従い、周波数に変更が無い時はDDSに書き込まないようにしました。　しかし、それでもビートの濁りは消えません。　原因はこの表面実装の基板の中で、DGNDとAGNDをつないである事かも知れません。　ICの足も、インターフェース用の出力ピンもわざわざ独立しているのに、基板内でショートしてあります。　ICの足を浮かし、AGNDを独立させる事を試みましたが、作業の途中で銅箔がはがれてしまい、動作不能に。　

やむなく、予備の基板に交換し、DDS ICの周りに付けられているVCCとGND間のチップコンデンサにパラに4.7uFのチップコンデンサを3個追加しました。　少しは改善しました。S/Nが悪い時はあまり濁りは気になりませんが、S9くらいの強度の信号の場合、まだ濁りが気になります。　この濁りの程度は、以前PLLの7MHz　VFOを実験しましたが、それよりかなり悪い状態です。　フィルター前の波形はかなり汚いので、オシロで見てもかなり綺麗に見える2MHzくらいを出力し、TS-930で聞いてみましたが、濁りの程度は変わりません。　もしかしたら、ICそのものの性能かも知れません。　アナデバのDDSを使ったKEM設計の7MHz　CWトランシーバーを持っていますが、この受信音は、濁りを全く気にする事が有りません。　チャンスがあれば、両者のスペクトルをスペアナで確認してみる事にします。　

本来の実験テーマである、安いロータリーエンコーダーによる操作性改善は、ソフトの改善アイデアも手詰まりになりましたので、新しいアイデアが出るまで、ソフトやハードの更新は休止します。

DDSのAD出力端子に7MHzのBPFを追加し、1石アンプで増幅しました。　左の波形はRF　OUTの出力コネクター部分の波形で、1.5Vppのレベルです。

この状態での配線図です。

7MHzDDS180106.pdfをダウンロード

この基板で信号純度の改善検討を行っていましたが、その途中で、５Vの3端子レギュレーターが入出力ショートモードで壊れてしまい、その結果５Vラインに１２Vが流れ込み、PICkit3とLCDそれにLCDがつながれていたPICのI/O３ピンが壊れてしまいました。　3端子レギュレーターはNJM2845といICでしたが、このICは出力をGNDへ短絡すると、入出力ショートモードで破壊するようです。　この破壊モードは今回が初めてではなく、AM送信機検討中も同様な破壊モードになり、多くのICを壊してしまいました。　7805タイプの3端子レギュレーターは電流リミッターが働き、ショートモードで壊れる事は有りませんが、このICは違うようです。　２度と使わない事にします。

PICkit3が壊れるまでの間に変更を加えたソフトの最終状態は以下でした。

DDS_7MHz180210.cをダウンロード

 DDS VFOの実験（AD9833)　２へ続く。

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カテゴリ　＜QSLカードの題材＞

国内、海外を問わず、コンテストによる交信でも交信証明書（QSLカード）を発行しておりましたが、2018年より、コンテンストに限り、私からのQSLの発行を中止する事にしました。　ただし、QSLカードを送付していただいた方には送付する事にします。

JR西条駅から広島大学を結ぶ、中央分離帯付、片側2車線のメイン道路です。この途中に鏡山公園があります。

2009年7月11日　撮影

2011年11月20日　撮影

2013年2月3日撮影

2015年4月3日　中央図書館脇より

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車で移動運用する時、車内でPCを使う為に車用12V電源からノートPC用の19V電源を作る為の昇圧型DCDCコンバーターの製作です。

車内でPCを使う時は一般的にDC12VからAC100Vを作るインバーターを利用しますが、このインバーターの出力は疑似正弦波と真正弦波の2種類があり、真正弦波を利用できるインバーターは高価です。　安価な疑似正弦波の波形は矩形波で、ノイズだらけです。　ノートPCに限れば、このノイズだらけの矩形波でも動作します。 しかし、車内でPCを使う目的がHF交信ですので、かなりの周波数で、このノイズが受信され、使用可能な周波数範囲が狭くなります。

一方、DC１２VからいきなりDC19Vを作る昇圧型DC/DCコンバーターはその回路構成は実に簡単で、コンパクトに作れば、インバーターよりはるかに少ないノイズで回路の効率もインバーターより良いのですが、この場合の最大のネックは各PCのDC　Jackに合致するDC　Plugの入手です。　最近のPCは軒並みサイズの大きなDC　JackとPlugを使っており、これに合うPlugの入手はかなり難しいのが現状です。

そんな中、昔のXPが走るノートPCを調べたら、秋月でも入手できる内径2.5mmのPlugを使える事が判り、これは幸いと、ジャンク箱をかき回して、昇圧型DC/DCのICを見つけましたので、さっそく作って見る事にしました。

配線図を以下に示します。

ICはトレックスのXC9103Dと言う品番で1.8Vから10Vの電源で、1.5Vから30Vまで出力を設定できます。　1.8Vから10VというスペックはICの電源電圧の範囲で、昇圧する入力電源電圧とは無関係です。　従い、12V電源を3端子レギュレーターを使い、５Vに落とし、これでICの電源をまかない、12Vのバッテリーから19Vを作る回路のFETゲートをドライブするだけです。　

スィッチングのFETはAM送信機の試作の中でPWM変調に使ったFKI10531です。　ダイオードもAM送信機のPWM変調回路に使ったあまりを使いました。

この回路の中で手作りした部品はL3の24uHのコイルのみです。そこらへんに転がっていたコアにAWG24のリード線を巻きつけ、22uHを目指して巻きましたが、ぴったしのインダクタンスにはなりませんでしたので、やや多めの24uHとしました。　また、このICは電流センス用に0.1Ωくらいの抵抗を要求しますが、この抵抗値の両端の電圧が250mVになると電流制限がかかります。　0.1Ωの場合2.5Aで電流制限がかかりますが、私のPCは最大で3.5Aも流れますので、そのままではNGです。　よって、この0.1Ωを2個パラ付して、5Aで電流制限がかかるようにしました。

左上は部品挿入面、黄色の線で巻いたコイルが24uHで、両脇にあるコイルが80uHです。最初、放熱板無しでしたが、さすがにPCを接続すると熱くなりますので、放熱板を取り付けました。　右上は基板のチップ面です。　トレックスのICは米粒みたいな大きさですので、これを実装できるパターンを別の基板から切り出し、それをユニバーサル基板に載せてあります。

19Vの電圧設定はR4とR5の比率で変わります。　回路図の定数で19Vに設定されますが、無負荷時19.7V、PCの電池充電中で19.0V、PC動作時18Vとなりました。

電源の入出力に80uHのコイルを挿入してありますが、これは、送信機のRFがDC/DCに混入しないように予防として入れてあるもので、これも、ジャンク箱から拾ってきたものです。100uHくらいで5Aくらい流せるコイルならなんでも良いと思います。　なければ、送信機をSENDにした途端、DC/DCが火を噴いたことがありましたので、必ず挿入する事にしています。

左の写真は出来上がった基板をケースの中に入れたもので、一応基板の保護だけが目的です。　ただ、放熱板がほんのりと熱くなりますので、後日、プラスチック加工用の電気コテで通気孔を開ける事にします。

入力側の電流は、PC　OFFで内臓電池を充電中の場合0.9Aくらい。　Windows　XPが立ち上がり完了してHamlogを使用している間は、HDDが動くと3.25Aくらいまで増えますが、何も操作が無ければ2.7Aくらいで、平均して３Aくらいになっています。

AmazonでPC用DCプラグを検索すると、沢山のプラグの広告が見つかります。　その中で、LENOVO用も含まれるaceyconというブランド名か商品名か判らない34種のプラグをセットにしている製品がありました。　失敗しても止む無しで、これを購入しました。　結果はGoodでした。　私のPCはSHARP　Mebius,　SONY　VAIO,　LENOVOと３台のノートタイプですが、全て対応していました。

これで、移動運用時のノイズ問題が改善できます。

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＜カテゴリ：ローテーター＞

長年使って来たローテーターですが、最近、勝手に指針が動いたり、アンテナの向きとコントローラーの指示の不一致が目立つようになりました。　不一致は当初より有ったのですが、最近は30度くらいのずれがあり、CWとCCWを交互にONさせるといつの間にか直ってしまいます。回路はアナログのサーボ回路で構成されていますので、温度による不安定さが一番影響しているようです。

これを一挙に解決する為、マイコンによるデジタル駆動に改造する事にしました。　

アナログサーボに頼らない簡単な方法は、屋外のローテーターの方位に連動した可変抵抗値と、屋内のコントローラーの可変抵抗値を読み取り、両方の抵抗値が常に一致するようマイコンで制御すれば実現できます。　両方の可変抵抗値を読み取る代わりに、この可変抵抗値に比例した電圧を、アナログデジタル変換（ADC)でデジタルにした後、数値の比較だけでOKなので、ADCの温度特性だけが、制御誤差を生む原因となります。　しかし、マイコンに内臓されているADCは温度特性など全く気にする必要が無いほど、安定していますので、アナログの時のようにアンテナの方位とコントローラーの方位がずれるという問題は簡単に解決しそうです。

と、簡単に前説を述べましたが、いざ作り始めると、期待通りに動かない事が多発しました。　構想から2か月かけやっと出来ましたので、以下紹介する事にします。

回路図　KR400mk2.pdfをダウンロード

屋外のローテーターの中に500Ωの可変抵抗があり、ローターの回転に応じてこの抵抗が変化します。　コントローラーの中にも同じ500Ωの可変抵抗があり、これが、アンテナの方向を示すアジマスメーターに連動し、それぞれのギア比が同じなら、ローターの回転角とアジマスメーターの回転角が同じとき抵抗値も同じとなります。　抵抗値を直接測定できませんので、同じ電圧を加え、この可変抵抗器の片端とGND間の電圧が常に等しくなるように制御してやれば、ローターの方向とアジマスメーターの方向は一致します。　（後日、このギア比が同じでないという事が判り、調整で難儀しました。）

この可変抵抗の両端の電圧を測るのはマイコンに内臓されたADコンバーターで行い、得られたデジタルデータが一致するまで、どちらかの方向へモーターを駆動してやれば、良いわけです。

上はこの改造回路を蛇の目基板に組んだ状態です。　マイコンはPIC12F675を使いました。

この改造案では、アジマスモーターを高速で回転させ、目標とする角度になるようにアジマス指針がセットできたら、それを追いかけて屋外のローテーターモーターがゆっくり回るという動作にしました。　従い、従来、コントローラーに付いていたCWとCCWのスイッチはローテーターのモーターを回すのではなく、アジマスモーターを回すスイッチになり、ローテーターのモーターはPICマイコンが制御するリレーで回します。

この考え方でコントローラーのCW、CCWのスイッチを見ると、回路数が足りません。CWは1Cと言わるスイッチ接点ですがCCWは1aと言われる接点構造で、ACモーターは反転出来てもDCモーターは反転できません。　そこで、CCWのスイッチでリレーをON/OFFさせ、このリレーが持っている２Cの接点を使いDCモーターを反転させることにしました。　左の写真はCCWのスイッチにリレーを縛り付け、配線した状態です。

ローテーターはアンテナを回す物ですから、一番怖いのは雷です。　雷の直撃を受けた場合、諦めますが、誘導雷くらいなら、なんとか軽傷で済んでくれるように仕掛けが必要になります。　今回は誘導雷を受けた場合、バッファとなるトランジスタが壊れて、マイコンはなんとか生き延びる事が出来るように構成しました。　また、最悪マイコンも壊れてもすぐに交換が出来るようにマイコンはDIP8タイプにし、かつICソケット対応としました。

左の写真は基板を実装し、配線完了したコントローラーです。ワイヤリングの一部は最終になっていない部分もあります。

ローテーターに実装する前に、500Ωの可変抵抗だけを配線し、手で抵抗を変化させながら、同じ電圧になったら、モーター駆動のリレーがOFFになるか確かめたところ、電圧が一致したら停止はしますが、その後、カチカチとリレーがバタつきます。原因はADの値がドリフトして、数値が変わる為安定しないものです。　対策として、CWまたはCCWの操作が有ったらADの値比較が有効になるようにし、一度でも一致を見つけたら、不一致検出を禁止するようにソフトを変更しました。

この対策により、電源をONしただけではローテーターが回転しませんので、安全対策にもなります。

調整の仕方

ローテーターは0度から365度くらいまで回転します。一方アジマス指針は420度くらい回転しますので、ローテーターのVRとアジマスのVRの回転角が異なります。　従い、アジマス指針が360度回転したときローテーターも360度回転するように、設けられたVRを調整しなければなりません。　ローテーターのモーターはCWまたはCCWのスイッチを操作しない限り回転開始しません。　ローテーターモーターの停止位置確認は必ず、CWかCCWのスイッチを押して、一度目標とする停止位置から遠くなるよう回転させた後、目的方向のCWかCCWのスイッチを押します。

①外部ローテーター用コネクタCNS1を抜いて置きます。　

②アジマスモーターをCCW方向に回し続け可変抵抗器のストッパーに当たるまで回転させ、その時のGP4の電圧が0.6Vになるように、VR5を調整します。　この時のアジマス指針の位置は無視します。

③アジマスモーターをCW方向に回転させ、可変抵抗器ストッパーに当たるまで回した時のGP4の電圧が4.00VになるようにVR4を調整します。

④VR4を変化させると、②の電圧も変化しますので、②と③を繰り返します。ぴたりと設定できない場合、0.6Vは小数点以下2桁目で高め、4Vは小数点以下2桁目で低めとしておきます。

⑤次にCNS1をCNP1に挿入し、VR1の代わりに500Ωの固定抵抗を接続します。　電源をONしてもローテーターのモーターは回りません。　この状態でGP2の電圧が4Vから4.1Vの範囲になるようVR2を調整して置きます。　調整完了したら、電源をOFFし、VR1を正常状態に接続します。

⑥CCW方向にローテーターを回し、ローテーターのモーターがメカニカルロックするまで回します。　多分最初はメカニカルロックする前でローテーターが止まりますので、そこから、GP4の電圧が0.01V単位で下がる方向にVR5を調整します。　この時、VR5は目見当で回さず、必ずデジタルテスターで電圧を確認しながら回します。　電圧を0.01V下げる度にCCWのスイッチを押すと、ロテーターのモーターが少しだけ回ります。　これを繰り返して、ロテーターのモーターがメカニカルロックするまで繰り返します。　ローテーターのモーターがメカニカルロックしたら、すぐに電源スイッチを切ります。

⑦電源をONして、GP2の電圧を読みます。　仮に読んだ電圧が0.55Vであった場合、GP4の電圧が、これより0.02V高い0.57VになるようにVR5を調整して置きます。

⑧アジマスモーターをCW方向に回転させ、ローテーターがロックするまで回します。この場合でも、ロックするまで回らない時は、GP4の電圧を読みながら少しづつ電圧が高くなるようにVR4を調整します。ローテーターのモーターがロックしたら、すぐに電源をOFFします。

⑨電源をONして、GP2の電圧を読みます。　仮に4.05Vであったとします。　GP4の電圧がGP2より0.02V高い4.07になるようにVR4を再調整します。　そして、アジマス指針のセンターにあるビスを緩め、指針が365（5度）度を指すように修正します。　CCWをONして指針が360度を指す位置で止めます。ローテーターが動かない時は、330度くらいまで回し、次に360度をさすようにCWスイッチを操作します。　ローテーターが止まった位置に目印を付けます。

⑩CCWスイッチを操作して、指針が0度をさすようにアジマス指針を360度回転させます。　ローテーターが1回転して、先ほど付けた目印の位置で停止したら成功です。　もし、多少ずれた場合、GP4の電圧をモニターしながら、VR3を調整します。　ローテーターが回り不足ならGP4の電圧を0.01V下げ、行き過ぎなら0.01V上げます。　正しい位置で停止するようになりましたら、CW方向に360度回転させ、ローターが正しい位置で停止する事を確認します。　もし、ずれている場合、VR4を少し回しGP4の電圧を0.01V単位で調整します。

この調整はVR4やVR3を再調整しなくなるまで繰り返します。

私の場合、2回の調整で完了しました。

使い勝手は、非常に良好で、今までのように、遅いロテーターの回転を見ながら、CWやCCWのスイッチ操作をする必要がなく、アジマスメーターの指針が目的とする角度まで達したらスィッチをオフします。　ローテーターは従来のスピードで回転し、この期間は追加したLEDが点滅し、指定位置に停止したら、このLEDが消灯することで、動作を確認できます。

また、何らかの異常が発生し、ロテーターのモーターが回らない状態、例えば、ケーブルが断線したとか、モーターがメカニカルロックしたなどの場合、CWやCCWのスイッチをONした後1秒以上ローテーター側の可変抵抗器に変化が無ければ、LEDを点灯しっぱなしにして、モーター駆動を中止するように保護ソフトを入れてあります。　このエラー状態は再度CWかCCWのスィッチを押すと解除します。モーターがロックしている場合、反対に回すと正常に戻りますが、再調整が必要です。　ケーブル断線の場合、何回やってもエラーになりますので、修理するしか有りません。

PIC12F675コントローラーのKR-400RCmk2.cをダウンロード

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＜カテゴリ　AM送信機(PWM方式）＞

STP17NF25を手配できましたので、同時に手配した2W 1Ωを含め改造しました。

ドレインがむき出しですので、シリコンシートを敷き、プラスチックビスで止めてあります。

この状態で100Wのテストを行ったのですが、パワーが依然のモールドパックほど出ません。30V電源で以前は最大140W出ていましたが、このFETでは100Wしか出ません。

何が原因なのか調べている内に、突然出力なしに。　

突然死んだ理由は6石のFETの内の1石がゲート、ソース間ショートでした。　その原因はまたしても熱破壊。　壊れたFETを止めてあったプラスチックネジが伸びて、グラグラしています。　FETの熱でプラスチックネジが伸びてしまい、FETが放熱板から浮いて、熱破壊したものです。

対策としては、絶縁ワッシャを追加し、金属ネジに交換するしかありません。　手持ちの絶縁ワッシャの外形は4mm、FETの穴径は3.8mm。　そこで、ボール盤を使い、FETの穴径拡大を行い、下の写真のように、ビス止めしました。

今度こそ、大丈夫と40Vの電源電圧で150Wのエージングを開始したら、数分で、またも出力なしに。　今度も熱破壊です。この原因は絶縁ワッシャの高さがFETのドレインの板厚より高いものが有り、力いっぱいビス締めしたのに、FETは放熱板に全く密着しなかったものでした。　このワッシャの高さの問題は、6石中4石も該当しましたが、壊れたのは、幸い1石だけでした。

絶縁ワッシャの高さ問題を解決したのに、まだ、30分エージングでFETが破壊するという問題が継続しています。　やはり、ファイナルステージの放熱板の強制空冷は必要な気配です。　後方へ移動したファンは厚さ25mmの8cmサイズでしたが、手持ちのファンは厚さ15mmの7cmサイズしかありません。　風量は半分以下ですが、無いよりはマシと、このファンを当初のファン取り付け位置に追加しました。

この対策で、とりあえず30分以上は動き始めましたので、電源電圧40Vで200Wのエージングを開始しました。　しかし、数分もすると180Wまで下がってしまいます。　やはり、前回のモールドパックのFETより、ドレイン、ソース間飽和抵抗が大きくなっているようです。　FETは同一品種ですので、単純にロットのバラツキと思われます。　

下は200W送信時の高調波、及びPWMの250KHzの漏れです。

FETを交換したら、プッシュプルのバランスが良くなったようで、内臓のLPFのみで第2次高調波レベルを-54dBまで下げる事ができました。　ここは、外付けの6次LPFを追加する事により完璧にする事が出来ます。　また、PWMの250KHz漏れは、-52dBです。一応、スペック内ですが、さらに改善できないか後日検討する事にします。

エージングが1時間40分を過ぎました。　部屋の中は、サラダオイルが半煮え状態の匂いが漂っています。　

その中で、エポキシの焼ける匂いがし始め、またまた終段のFETが壊れてしまいました。　もうSTPタイプのFETは有りませんので、壊れた2石をSTFタイプに交換し、かつ7cmのファンは、新に手配した8cm品に交換しました。　また、PWMのLPFへの配線が長くなり、250KHzの漏れにも影響しますので、4700uFの電解コンデンサ2個は廃止し、厚みが厚くなったLPFを変調アンプの近くまで移動しました。  下は、その変更後のシャーシーです。 ファイナルの放熱板を強制空冷したおかげで、エージングしてもパワーが下がるという問題が出なくなりました。

PWMの250KHzキャリア漏れが以前の50W機に比べかなり大きいので、ここの検討を行いました。　

改めてRFアンプのインピーダンスを実測したところ、1.6Ωとでました。　今まで1.8Ωで計算していましたので、若干減衰不足がありそうです。　オーディオの周波数特性を無視して暫定的にコイルを追加したり、高周波1点アース（アンテナ端子のみでシャーシのGNDに接続し、電源部からファイナルステージまでのGNDを全てシャーシから直流的に浮かす）を試した結果、改善できそうです。　やはりここは手持ちのコンデンサに合わせるような妥協レベルのLPFではなく、しっかり計算通りのLCで作ってやらないと、思惑通りにはいかないと、フィルムコンデンサの手配をする事にしました。　（これは間違いでした。後述のごとく計算通りにはいきません）

 上は、インピーダンス1.6Ωで再計算したLPF定数です。 そして下は巻きなおしたコイルです。　コアは2重に積み上げてあります。 　写真では、巻はじめと巻き終わりのワイヤーをロックタイで縛ってありますが、この状態では、-60dBのアイソレーションは確保できませんので、実装段階では、巻はじめと、巻き終わりの間に空間ギャップを設け、入力と出力の結合が多くならないようにまき直してあります。

このLPFを実装して変調をかけると、音声がかなり歪みます。また、オーディオの周波数特性もかなりハイカットになってしまいました。　原因を調べる為、電源電圧を12Vまで下げたり、コンデンサやコイルの変更を行った結果、PWMアンプの出力に直につながるL1　13.5uHが小さすぎるのが原因のようです。　ここは、以前の検討で、容量性リアクタンスや抵抗成分でGNDへパスすると、変調波形が歪んだり、変調度が浅くなる傾向がありました。　そこで、試しにL1とL9を入れ替えてみました。もちろん、Lの後にくるコンデンサも一緒に入れ替えました。　結果、歪もオーディオの周波数特性も改善しました。  海外のWEB情報によると、PWMアンプに直接接続するインダクタの値は非常に重要で、小さすぎるとオーディオに歪を発生させるので、歪が発生しないインダクタを選択しなければならないと書かれていますが、いったいいくらのインダクタがベターなのかは記述はありませんでした。　今回はオシロで波形をモニターしながら、歪が起こらないインダクタになってはいますが、最適なのかどうかは解りません。　ちなみにこのインダクタを50uHくらいまで大きくしてみたところ、聴感で明らかに歪が増えましたので、また元の33uHに戻しました。　そして、このインダクタを最初に決めてから、PWMのキャリアレベルが60dB以上減衰するように後段の定数を決めるのだそうで、バターワースLPF回路を最適計算した定数では駄目なようです。

このようにして作り直したLPFによる250KHzキャリア漏れが心配でしたが、左のように-58dBくらいまで改善できました。

そして、再度エージングにトライし、2時間の目標も達成できました。　部屋中がサラダ油の半煮えの匂いが立ち込めています。

このエージングの中で、男性ボーカルが変調されると歪が増加する現象がみられました。　原因を調べてみると、出力が大きくなった分だけRFがオーディオ回路に回り込んで、それが低域での歪となっているものでした。　対策は、オーディオの差動入力にまだRFバイパス用のパスコンが入っていない所がありましたので、リミッターIC　TA2011の２-３pin間、及びPWMアンプの3-4pin間に1000PFのコンデンサを追加しました。　結果、TS-930Sによる受信モニターでは歪を感じ取る事が出来ないくらい改善しました。

配線図AMTX_200W_2.pdfをダウンロード

左下は200W出力時、630Hzにて最大変調状態、右下はリミッターアンプが動作している状態での音楽最大変調時の波形です。音楽信号ではほぼ100%変調されており、かつ最大パワーは800Wをキープしています。

ところで、見落としたもうひとつの大きな問題がありました。　使用しているアンテナシステムは耐圧問題で苦労したシロモノで100Wピークをかろうじて維持出来ているものですから、800Wピークはとてもカバーしきれないと思われます。　7MHzに限って言えば、前回の50W（ピークで200W)に持ちこたえていますが、実際のところ、100W（ピーク400W)に持ちこたえられるかも確認出来ていません。　これは、総通の許可が下りてからになります。

ハード的に800WピークのAM送信機は出来ても、実際はON　AIRできないというジレンマに落ち込みそうです。

2017年12月

このAM送信機の保障認定をTSSに申請してからすでに5か月を過ぎました。途中で問い合わせがあり返信したのですが、その後のアクションが有りません。　そこで、TSSへ直接電話したところ、2日後には保証が完了した通知が来ました。　遅いと感じたら電話するのが一番のようです。

総通に追加申請して10日経過した時点で審査終了となり、追加の許可が下りました。　さっそくQSOと、従来のMTUを使用しない、逆Vを臨時に架設し、100W出力でCQを出しましたが、QSO出来ず。やっと夕方、1局と交信できました。　とりあえずピーク400WはOKのようです。　また、従来のMTU使用のアンテナに切り替えて送信しても、OKでした。　当分は100Wで運用していきます。

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＜カテゴリ　AM送信機(PWM方式）＞

薄膜高周波抵抗を使った250Wのダミー抵抗が断線し、エージングは頓挫していましたが、ヤクオクで同等スペックの抵抗が売りに出ていましたので、さっそくこれをゲット。

左上が入手した250W薄膜高周波抵抗を放熱板に貼り付けた状態。右上はこのダミーをCAA-500mk2でSWRを測定した結果です。HFはSWR1.0、435MHzでもSWR1.3になっています。　とりあえず、100Wで10分程度慣らし運転して異常ありませんでしたので、当ダミーは今後AM送信機のエージング試験には使わない事にします。

エージング用はもう少し乱暴に扱っても壊れにくい、オイル冷却のダミーロードを作る事にしました。

ダミーロードができたので、送信機本体も200W対応に向け改造しました。

上はその改造後のシャーシです。　まず、シャーシの真ん中で空気を掻き混ぜていたファンをバックパネルに移動し、内部の熱された空気を外へ吸い出すようにしました。　その関係で変調回路のLPFは元ファンの有った場所へ移動です。

TDKのLINEフィルターは効果的に動作していましたが、定格電流が5Aでしたので、140Wでのエージングで、かなり熱くなっていました。　そこで、このフィルターを10Aタイプに変更しました。サイズが大きくなったので、電解コンデンサは移動してあります。

電源として使っているTS-930Sには44000uFの電解コンデンサが使われており、これに9400uFのコンデンサをパラに追加していましたが、変調のピークをカバーするほどの効果は有りませんでした。　そこで、今回30000uFのコンデンサを追加しました。　ピーク電力の増加を期待したいところです。

ケースの底板に穴を明け、ここから外気を吸い込み、後方のファンへ抜けるようにしました。

そして、上は、強制空冷状態で140W連続30分のエージング風景です。ケースの天板は手の平をずうと押し付けていられるほど温度が下がり、この後、2時間続けても問題なしのレベルまで改善しました。

30Vの電源を40Vにアップする為、12V　30Aのスイッチング電源を手配しました。　これをTS-930Sの電源にシリーズに接続して使います。　現状のままでは42Vになってしまい、12Vを作るDC/DCの最高電圧40Vをオーバーしますので、TS-930Sの電源の電圧調整部分を改造し、26Vから30Vまでを可変できるようにしました。　またAC/DC自身も10Vから14Vまで可変できますので、両方の電圧を調整して最大40Vに設定しています。　

まず、30V+10Vで確かに200Wでるのか確認しました。　

左上が臨時に追加した12V　AC/DCです。　これで40Vの電圧を確保して200Wの出力を得たのが右上のメーターです。　このAC/DCは、アマゾンで2300円くらいで販売されていました。　取説なし、電源コードなし、その上、初期不良で電源ONせずというシロモノでしたが、110/220Vの切り替えSWをカチカチやったら、時々動きます。

原因は左の写真のように。スイッチが傾いて挿入されており、左側の端子が基板とつながっておらず、かろうじて裏の半田の上に乗っているだけという状態でした。　中を開け一度、ハンダを吸い上げ、スイッチが自由に動く状態にして、きっちりと基板に密着させハンダ付けしました。　また、2か所でアルミ板を放熱板に使っていますが、FETとアルミ板の間はシリコンラバーが挟んでありましたが、アルミ板と外側のアルミケースとの間にはなにもなく、熱伝導が心配になりましたので、シリコングリスを塗り込んでおきました。　動き出せば、コスパは最高です。

 AC/DCの右端に写っているのは、定格5AのAC　LINEフィルターです。　これを付けていると、少なくとも7195KHzでのノイズは気になりません。

 左上が200W送信時の電流値と変調度、右上は630Hz信号による最大変調度の波形です。　電流が常に9Aを超えるようなら、このメーターの目盛をMAX15Aに作る変えるつもりです。

配線図　AMTX_200W_0.pdfをダウンロード

電源から最大パワーを得るには26V+14V=40Vが良さそうですので、この電圧配分でエージングテストをする事にします。

実際にテストしたのは、26V+12V=38Vで行いました。　スタンバイ状態で38Vですが、200W送信時には37.2Vまで下がります。

200W出力時の電流は8.8Aくらいです。

ドライバー段の電流を差し引いた状態でのPWM変調回路込みの終段能率は75%くらいです。　特に良い訳ではありませんが、200Wで20分のエージングテストもクリアーしましたので、これから、ダミーロードを心配しながら2時間エージングにトライしてみます。

心配していました、ピーク電力ですが以下のようになりました。

左上は200W無変調キャリアだけです。右上は、630Hzのピークがクリップするまで変調度を上げた状態です。オシロの目盛からピーク値は2倍ではなく1.8倍くらいですので、ピーク電力は650Wくらいです。

次に、音楽ソースで確認しました。

同じように左が無変調、右がボーカルの入った音楽ですが、ピークは2倍になっております。オーディオのミュージックパワーと同じように、正弦波でない、音声信号では、ピークで800Wは出ているようです。

このミュージックパワーを確認しながらエージングを継続し、約30分経過した時点で、はじける音がして、出力が無くなり、電流も1A以下になってしまいました。　オシロで各波形をチェックすると、終段のゲートドライブ電圧が極端に小さくなっています。また、終段のゲートもドレインと同電位まで上昇しているFETもあります。　各素子を回路から切り離し、それぞれチェックしたところ、

Q2のドレインソース間がショート状態。

Q4,Q5,Q9,Q10,Q11,Q12の内、4本がゲートソース間ショート。

ゲートの1Ω抵抗も6本中4本断線。

断線した1Ωは黒焦げになっていました。　この抵抗に流れる電流はゲート容量をチャージする電流で、ピーク12Vくらいの電圧がかかりますので、単純計算でピーク12Aとなります。実際は回路のインピーダンスなどの影響で、数Aと考えられます、それでもピークで数Wもかかっている事になります。　そこに1/10Wのチップ抵抗を使ったのが原因のようです。　この6本のゲート抵抗が少しずつ断線し、残ったFETに負荷が集中した結果、終段のFET6個中4個が壊れた様です。　また、ゲートとソースがショートした事で、ドライバー段のQ2も壊れたと推察されます。

ここで、インターネットで海外の情報を調べると、皆さん2Wくらいの抵抗を使っているようです。あいにく、2W1Ωの抵抗は持ち合わせしていませんので、とりあえず1/10W　2.4Ωを4個パラにしてしのぐ事にしました。　終段FETの在庫も無くなりましたので、この抵抗も一緒に手配だけはしておこうと思います。

修理完了して、200Wのエージングを再開しました。　左は、1リットルのダミーロードを3リットル缶に水を入れ、熱容量を大きくした上で、扇風機で仰ぎながらエージングしている風景です。

そして、約30分で、またも、出力が出なくなりました。　直接の原因は終段のSTF17NF25の1石が全端子ショート状態となり、これにより、他の５石のFETのゲートドライブが停止し、電流が流れなくなったものでした。　どうやら熱破壊です。　ファイナルステージの放熱板は、指を当てていられないほど熱くなっていました。　ファンを放熱板から離し、後方へ移動させたのがいけなかったようです。　そして、この熱で一番弱いFETが死んだのでしょう。

対策はファンを追加するか、STF17NF25モールド品からドレインむき出しのSTP17NF25に変えるかです。　ファン追加は構造の大変更を伴いますので、FETを変更する事にしました。　そして部品手配が出来るまではお預けとなりました。

7MHz E級アンプQRO計画 8 (200Wつづき）に続く。

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200WのAM送信機の製作を行っていますが、200W連続印加可能なダミー抵抗が無く、エージングができていません。　そこで、金属皮膜抵抗を使ったオイル冷却のダミー抵抗を作る事にしました。

材料は200Ω　5Wの金属皮膜抵抗16本、厚さ0.3mmの銅板、ペンキ用の１リットル空き缶、Mコネクタ、BNCコネクタなどです。

いつものようにJW-CADで抵抗を円筒状に並べる為、寸法を決めながら作図し、その図面を銅板の上に糊で貼り付けます。

右上の板は丸めて、コネクターと抵抗の接続に使います。

円板は3枚で、コネクターより一番遠い板は中心に3mmの穴を明け、同軸コネクターの中心導体を直径3mmの銅パイプで延長し、この穴に接続します。　それ以外の円板は2枚ともセンター穴を16φとして銅パイプと距離を確保します。

抵抗は8本をパラに接続し、25Ωにした後、これを2段シリーズにつないで50Ωの抵抗にします。　また、オイルに浸すのはこの50Ωの抵抗のみで、スペアナモニーター用のATTやBNCコネクターはオイル外になるよう、Mコネクタと50Ωの抵抗の間に距離を確保するようにしました。

上の写真が組み立て完了したダミー抵抗です。5Wの抵抗を16本使っていますので、この状態で80Wの容量があります。　この裸の状態で予備テストしたところ、80Wの出力で、抵抗の塗装が焼け、煙がでます。　裸のままで約10分間80W連続テストをしたところ、初期の煙も収まりました。

これをペンキ用1リットル缶の蓋に取り付けます。

左上がダミー抵抗を缶の蓋の裏に取り付けたところです。　モニター用BNC端子へのATTは、2KΩ　2Wを2本シリーズに入れました。　右上は蓋をかぶせて完成した状態です。

アンテナアナライザで測定したSWR特性は以下のようになりました。　1.7MHzから50MHzまでは、SWRを小数点以下2桁まで表示する自作のアンテナアナライザで測定し、145MHzと435MHzはコメットのCAA-500mk2で測定したものです。

缶の中に何も入れない状態（空気のみ）でのSWR特性は145MHzまでなんとか使える範囲です。　試に水を入れてSWRを測ってみました。50MHz付近にSWR最大ポイントがありますが、3.5MHzや7MHzなら我慢して使えると思われます。

オイルを缶の7部目くらいまで入れ、抵抗本体だけがオイルの中に浸るようにした状態で測定した結果、145MHzまでは空気だけのときより良好です。

使ったオイルは日清キャノーラ油、近くのスーパーで、お一人様1本限り、1kg　108円でした。

下はオイル充填状態で、140Wの出力を加えダミーロードのエージングをしているところです。　約10分経過して、缶の上面はアッチッチですが、缶の底辺は指で触っていられます。

140Wで30分のエージングが終わりました。　さすがに缶の底辺も指を触れ続けられないほど熱くなっています。　1時間半、間をおいて、今度は1時間のエージングにトライしました。　50分過ぎくらいにモニター出力が出なくなりました。エージングを中止し、缶の中を覗くと、　2KΩの抵抗2本が缶の底に沈んでいました。　ハンダが解けて、オイルの中に落ちてしまったようです。

80Wの金属皮膜抵抗16本には異常がありませんので、このATTの部分だけがNGのようです。缶が冷えるのを待って、左の写真のような対策を行いました。ATTの抵抗を6本に増やし、すべてカシメで結合しました。　先端の同軸芯線への接続はハンダ付けです。　これで再度1時間のエージングにトライし、問題なしでした。　BNCコネクタの反対側に見えている小さな円筒は換気孔です。　熱膨張した空気の逃げ場を作る為、設けました。　中のオイルが揺れて跳ねても、簡単にこぼれないように筒状のダクトにしてあります。ダクトの内径は3mmです。

この実験から、安心して200Wのエージングが出来る為には、缶の容量を2リットルくらいまでアップすべきと考え、ホームセンターに探しに行きましたが、あいにく2リットル缶は無く、代わりに3リットル缶がありましたので、これを購入して来ました。サイズ的に、１リットル缶がすっぽり収まり、取っ手の部分で宙吊りになりますので、とりあえずは3リットル缶に水をいれて、オイルの入った1リットル缶沈めて見る事にします。

このダミーロードを実際に使っている状態はこちらです。

その後、１リットル缶では熱容量が不足するのを実感しましたので、3リットル缶に変更する事にしました。

特用1.3Kgのキャノーラ油を継ぎ足すと、ちょうど抵抗全体がオイルの中に浸すレベルとなりました。　元の1リットル缶は粗大ゴミ用のごみ箱行となりました。

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＜カテゴリ　AM送信機(PWM方式）＞

100Wエージングで、ダミーロードがアッチッチになり、途絶えていた200W出力に向けたテストをやっと再開できるようになりました。　しかし、現在の電源は最大で140Wのキャリア出力しか出せませんので、まずは、140Wでのエージングとしました。

シャーシも200W対応に改造しました。

200W対応配線図　AMTX_100W_5.pdfをダウンロード

6年前に自作したダミーロードはDC-2GHｚで250WというRF抵抗を使用していました。　作りが雑なので、145MHzでSWR1.5くらいの性能しか有りませんでしたが、HFで使う分には十分です。　今回これに通風孔を開け、スペアナでモニターできるように出力端子を追加しました。 そして、臨時にファンも付けられるようにし改造しました。

このダミーロードで200Wの連続運転が出来るかは、これからです。 このRF抵抗はすでに生産中止になっており、焼けたらおしまいです。

さっそく100Wでエージング開始です。　音楽を変調し、最大90%くらいの変調度にした途端、抵抗の焼ける匂いです。　送信機本体ではなく、ダミー抵抗のほうから煙が出ています。放熱穴からのぞくと、モニター端子へ設けた２．２KΩの抵抗が焼けて黒くなっています。　この抵抗は1/4Wタイプ。　改めてこの抵抗の電力を計算すると、100W時約2.2Wの電力になり、焼けて当然。　ジャンク箱をひっくり返して、2KΩ　2Wという抵抗を見つけ交換しました。

100Wでエージング中に煙を出したクラニシの電力計を開けてみましたら、まさしく焼けたのは、このモニター端子用ATT抵抗でした。しかも、誰かが追加した1/4Wの抵抗でしたので、これを同じように2KΩ　2Wに変更して、また使う事にします。

左上は140W出力時の最大変調度波形、右上はその時の電力計の指示です。

しばらくエージングを続けていると、突然出力が100Wくらいに落ちました。さらに続けると、変調のピークでジーという音と共にどこかが明るくなります。しばらく観察していると、最終段のバリコンVC1の羽根から青白い光が出て放電しているのが見えました。　電源をOFFして放電したところを観察すると、ステーターの羽根が変形し、ギャップが狭くなっている所でした。これを、正常の位置に修正し、全てのギャップが約0.5mmになるようにし、再度トライです。

しかし、今度は、正常なギャップで放電します。放電は変調のピークで発生し、一度発生すると、かなりの時間継続します。　この直列共振回路は思った以上に高電圧を発生させるようです。　対策は、コイルのインダクタを小さくし、バリコンの容量を増やしQを下げるか、もっと耐圧のあるバリコンに変えるか。　

高耐圧のバリコンに変える案は、実現性がありませんので、コイルのインダクタを下げ、Qを下げて発生する電圧の波高値を押さえる案でトライしました。

現在のQは計算で5.9くらい。これを3.4まで下げました。　バリコンは当初75PFくらいでしたが、これを130PFくらいまでアップすると、バリコン両端の電圧は約58%に下がった事になりました。　この状態で140W連続出力でエージングしていますが、異常なしです。

約1時間くらいクラニシの電力計でエージングしていると、今度はクラニシの内部から塗装の焼ける匂いがしてきます。　200W　3分の仕様では140W1時間はやはりきついみたいです。　ダイアモンドの電力計は、50Wのときクラニシとほぼ指示値は合いますが、クラニシで140Wのときダイアモンドは180Wと指示します。　(ダイアモンドのSX-200は一度ダイオードをオリジナル品から別の物に交換しており、多分これがオリジナルと同じリニアリティを確保できない原因と思われ、私の持っているSX-200だけの問題です）　物置に有ったコメットのCMX-200を持ってきてつなぎかえると、クラニシと指示値は一致しましたので、今後はコメットのCMX-200と自作のダミーでエージングを続けます。

上は100W出力時のスプリアス特性です。　内臓の7次LPFだけの状態で、第2高調波が-50dBギリギリです。　実際に使う時は、外付けの6次LPFを通す予定です。

現在の電源電圧は30V。さすがにTS-930S用の電源は350WくらいがMAXのようで、140Wキャリア出力時のピーク電力520Wは出ません。　オシロをモニターしていても約350Wが最大値となっています。　これから、200Wにパワーアップするには計算上36Vの電圧が必要ですが、合わせて800Wの容量が必要となります。　

とりあえず、この段階では、ここまでです。

TSSには余裕をみて40Vで200Wとして保障認定を申請しました。

ブロックダイアグラム　5.pdfをダウンロード

下は、140Wにて音楽ソースを変調しながら連続エージング風景です。昔からエージングテストは何十回もやってました。　開始してから30分で温度はほぼ飽和状態になり、その後1時間で温度カーブは横一直線となります。この間に、問題が起こらなければ、規定の4時間は達成できます。　現在は趣味の範疇ですので、目標2時間。　2時間OKなら良しとします。

2時間のエージングが終了しました。ケース天板は触っていられないほど熱くなっています。　強制空冷の方法を再検討必要です。

幸い、2時間経過した時点でのRF出力は130Wで、140W一定が理想ですが、130Wまで下がったという事は、熱暴走は問題ないという結論です。

次の日、再度エージングテストをすべく、100Wの出力を自作のダミー抵抗へ加えたところ、スパークが起こり、煙を出して、抵抗が断線してしまいました。　いくら定格250Wとは言え、その条件は無限大放熱板の場合ですから、140W連続動作はきつかったのでしょう。　もうこの抵抗は有りませんので、ダミー抵抗も手配しなければならなくなりました。

200Wのエージングに向け、200W連続負荷に耐えるダミー抵抗、強制空冷そして800Wの電源をどうするかが課題となりました。

7MHz E級アンプ QRO計画　７（200W）　へ続く。

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＜カテゴリ　AM送信機(PWM方式）＞

放熱対策も部品のショート対策も完了した、100W　AM送信機をテストしながら性能確認を行える状態になりました。

PLL　VFOからドライバーへ14MHzの信号を入れ、ドライバー段のPP回路に12Vの電源をつなぎ、ファイナルの3パラPP回路に5Vの電源をつないでドライバー出力の共振コンデンサをバリコンに変えて、最大出力が出るように調整した状態で、3パラPPの電源電圧を可変してみました。

左は、26W出力時の変調度最大付近です。これより、オーディオゲインを上げていくと、歪が生じ、100%変調の波形になりません。　前回の50W送信機でもその傾向がありましたが、この100W機はそれよりも悪化しています。　原因追及と対策は全体の確認が済んでからとします。

最初、この変調波形が出てこず、あせりましたが、変調回路保護の為に挿入したR6　1.5KΩが悪さをしていました。このR6が有る時は最大変調度50%くらいでした。　これを廃止したところ、写真のような85%くらいに変調度になりました。　この変調回路保護の抵抗はもう一本あります。R21　2.2KΩがそうです。　後日、この抵抗の値を吟味してみる事にします。

ドライバー段の出力にある直列共振コンデンサC32は、かなりクリチカルで固定コンデンサの置き換えだけでは、最良点に追い込む事が難しいようです。　よってここは耐圧100Vの80PFのトリーマーと56Pの固定コンデンサに変え、今後、色々検討していく中で調整出来るようにしました。

このドライバー信号を受け止めるトランスT2は当初3:1の巻き数比でしたが、ドライバー段の消費電流が1.7Aを超えるので、4:1に変更しました。しかし、電流は1.5Aまでしか下がっていません。　バラック状態で1.2Aでしたので、ここも検討必要事項となりました。

ファイナルの3パラPP回路のドレイン側とGND間に330Pのコンデンサを入れてありましたが、この容量では不足のようで、最終段のバリコンの調整もかなりクリチカルになっていました。　そこでこのコンデンサC4,C67を330Pから1000Pに変更しました。

左がそのときのドレイン電圧波形です。　気持ち、左側へ倒れていますので、まだ最適な状態ではないかも知れません。　今後100Wエージングテストなどを行いながら最適容量をつめていくつもりです。

ここまでの変更対応を行った上で確認出来た最大出力状態は以下のようになりました。

この出力は最大値ですので、実際に使用する場合、この状態より少し下げたVdd=14Vで100W出力になるようにファイナルのバリコンを調整するつもりです。

この12V　111Wで1分くらい出力すると、なにか焦げ臭いにおいがし始めました。　まだ壊すわけにはいきませんので、とりあえず、電源電圧を13.8Vにして、変調器をつなぎ、RFアンプには6.9Vしかかからないようにして各部のチェックを続ける事にしました。

100W送信機の回路図　AMTX_100W_2.pdfをダウンロード

今回も激しいハム音が受信機としているTS-850Sからでて、変調された音楽も良く聞こえません。　50W機のとき、DC電源を1本化して対策しましたが、同じようにやっても、全く小さくなりません。　試に隣に置いてあるTS-930Sで受信してみました。　すると、ハム音はぴたりと止まりました。　受信時のハム音はTS-850Sの変調ハムだったようです。　真空管式ラジオの場合、ヒーターの交流信号がDCラインに誘導して、変調ハムという形でスピーカーから聞こえますが、オール半導体のTS-850Sがどういうメカニズムで変調ハムを生じるのか、後日調査する事にします。　このTS-850Sのプリント基板は、新入社員が設計したような基板で、他のKEWOODモデルよりRFフィードバック受けやすくなってましたが、変調ハムが発生するような基板配置やパターン形状があるのかも知れません。

と、論評してる場合ではなさそうです。　電源電圧をいきなり30Vに上げたら、ブロッキング発振のような周波数シフトが発生し、周波数が安定しません。　ファイナルからの信号がPLL回路に誘導し、PLLがアンロックを繰り返しています。　どうも14MHzに周波数を変更した結果、PLLロック状態になるまで1秒くらいかかっています。　この間にファイナルからのRF漏れがPLLループ内に入り込み、周波数とは関係なく、PLLが不安定になっているようです。　これは、もう周波数の関係ではなく、機械的なシールドがどれだけ出来ているかの問題のようです。　残念ながら、メーカー製トランシーバーのようなシールド構造はいまさら実現できませんので、またもPLLは諦めざるを得なくなりました。

出力は絞り気味ですが、30Vの電源で普通に100W出ていますので、この目標は取りあえず完了しました。　残りはPLLの対策であり、対抗策としてはVXOしかなく、14MHzのVXOをどうやって作るかに方向チェンジです。

前作の50W機のVXOをベースに出力を2逓倍する回路を作ります。　方法はダブラーと言われているトランスとダイオードだけで実現する回路です。

ダブラー付VXO回路の配線図　AMTX_VXO14MHz.pdfをダウンロード

2017年12月追記

時期が冬場になり、室温が下がった事と、継時変化によりVXOの最高周波数が7195.0KHzギリギリになってきました。このままでは、いつか7195.0KHzをカバーできなくなりますので、クリスタルの数を1個削減し、スーパーVXOをやめ、通常の発振回路にした上で、C56を2.7Pから3.9Pに変更しました。　この状態での周波数可変範囲は7196.6KHzから7173.0KHzとなり、当初の周波数範囲から若干狭くなりましたが、高い周波数で余裕が出来ましたので、良しとします。

ダブラー回路のキモはトランスとダイオード及びその負荷抵抗になります。　回路図としては頭に入っていますが、どうやって定数を決めるのかは知りません。　そこで、自我流でやったところそこそこ実用になりましたので、紹介する事にします。

左上はダブラーのチップ装着面、右上は左が入力側の7MHz共振回路のトリマとトランス、右が同じく出力側の14MHz共振回路です。

まず、トランスT1の設計ですが、これは、TDK製のFMラジオ用バランに使われているメガネコアをジャンク箱から探しだし、0.26mmのUEWを4ターン巻いたら約4uHのインダクタになりましたので、1次側を4ターン、2次側を8ターンとして、センタータップを出しました。　1次側のタンク回路として68Pの固定コンデンサと80Pのトリーマーで7.2MHzに共振させ、これを2次側で両波整流しますと、周波数2倍のかなり歪んだ14MHzの信号が得られます。　この負荷抵抗となるR4を10KΩの可変抵抗に変え、出力最大の抵抗を求めます。　この回路では700Ωくらいになりましたので、E12シリーズで最も近い680Ωに置き換えます。

このままでは、次段を直接ドライブできませんので、再度バッファーアンプで14MHz帯のみ取り出します。取り出すトランスT2は1次が3ターン、2次が1ターンです。

左の波形は、ダブラーの初段Q1の入力部の波形が上で、下がT2の出力の波形です。

両方とも波高値はかわりませんが、出力の14MHzはきれいな正弦波となっています。

また、T2のトランスで送信機ドライバー段のGNDとVXOのGNDを直流的に分離し、GND電流による出力のVXOへの回り込みを軽減させます。

回路定数に82という値を多用しています。　本当は100Ωとか100KΩにしたかったのですが、手持ちの抵抗が残り少なくなりましたので、100とか100Kはどうしても必要な時だけ使う事にし、この回路のように、適当で良い場合はあまり使い道のない82Ωとか82kΩに変えてあります。（82を100に、82Kを100Kに変えても動作はほとんど変わりません。ただし、常に比が一定になるように変えることです。）

左が、PLL　VFOを取り去り、半シールド状態でシャーシに取り付け、配線した14MHzのVXOです。　終段からの回り込みなどの検討の為、シールドごと移動する可能性もありますので、配線材は長めにして、束ねてあります。

一応、シールドBOXで完全に囲めるような配慮だけはして置きました。

このVXOの源発振周波数は7MHzですから、ダブラーの前段から周波数カウンターに加え、発振周波数を表示させています。　カウンターは前回の50W機と同じように、CALの時だけ、周波数をカウントし、送信や受信時はCAL時の表示をロックさせています。

周波数カウンター回路図　VXO_Counter.pdfをダウンロード

14MHz　VXOを使用した100W送信機の回路図　AMTX_100W_3.pdfをダウンロード

VXOが期待通り動き出しましたので、まず、ドライバー段の消費電流と最適ドレイン容量の検討です。 Q13,14の電流と最終段の出力を見ながら、ドレインコンデンサC34,35の最適値を探した結果、容量は262PF付近で最大出力が得られ、またこの時のドレイン電流は1.26Aでした。この時のドレイン電圧波形は左の状態です。　きれいな三角状の波形ではありませんが、この波形の時が一番効率がいいみたいです。　また、このドライバー段のドレイン電流は最終段の出力が最大になるようVC1を調整したとき、最少電流となります。

次は、変調段のLPFの再設計です。　30V電源で100W出ている時の終段E級アンプのインピーダンスは計算で1.8Ωくらいと出ましたので、このインピーダンスでLPFを再設計します。　

今回は手持ちのマイラーコンデンサが2.2uFですので、この容量を使えるようにカットオフ周波数や250KHzの減衰量をADJしました。　その結果、左の表のような定数が得られましたので、カーボニルコアによるインダクタを作り変える事にします。

最終的には30Vの電源電圧を上げて、200Wの出力を狙うつもりなので、コイルに使う銅線もサイズアップし1.25SQのKIV線にします。

しかし、例え低透磁率のカーボニルコアでも数10uH以下のインダクタの場合、目的とするインダクタにピタリと収める事は困難ですので、目標値を最初に超えた巻き数とします。　そして、コンデンサはほぼ計算通りの定数に合わせます。　こうやる事によりカットオフ周波数が低い方へずれますが、250KHzでの減衰量は大きくなります。　計算で出したカットオフ周波数は30KHzですから、これが例え半分の周波数になろうが全く問題有りません。

左上は8.6uH、右上は19.3uHです。　これらの製作に当たり、以前製作したLCメーターが大活躍です。　コンデンサは初段が6.6uF、後段を2.2uFにしました。

この新LPFを実装した状態での無歪最大変調度は以下のようになりました。

オーディオのエンベロープは綺麗になりましたが、最大変調度はほとんど変わりませんでした。また、R21　2.2Kを外してみましたが、最大変調度は変化なしでした。　次はD1,9ショットキーダイオードを増やしてみる事にします。

ショットキーダイオード（SS560V5）をさらに2本追加し、電源電圧も30Vに上げたところ、変調がうまくかかりません。変調段のD級アンプのソースとGND間の波形を見てみると、激しいリンギングが乗っており、+側で10V、マイナス側で-20Vのヒゲがあります。　原因を推察するに、C12のバイパス不足のようです。　その不足の原因がGND廻りの配線が細く、パスコンの役目が著しく落ちている事のようです。　

そこで、今までGND配線に使っていたAWG24のワイヤーを廃止し、幅3mm、厚さ0.3mmの銅板に変えてかつ、チップコンデンサ2個パラ付けし、追加したショットキーダイオードも同様に最短で電源ラインのGNDに接続させました。　結果、+側は6Vくらい、マイナス側は-10Vくらいまでリンギングのピークがおさまりましたので、恐る恐る、バリコンを回し出力を増加さると、出力100W時、左のような変調波形となりました。　なんとか前回の50W機と同レベルまで改善できました。

ところが、この写真撮影をしている間に、クラニシの終端電力計から煙が出始めました。　時間にして2分くらいの100W出力でしたが、許容電力を超えたみたいです。　クラニシの取説によると、200W　3分間とありましたので、100Wならかなりの時間OKと思ったのですが、実際は違ったようです。　とにかく、送信を止め、代わりに自作の250WダミーロードとダイアモンドのSX200を持ってきて、検討の続きを行う事にしました。

左のアルミの箱が250WダミーBOXです。SX200は105Wくらいを指しています。この状態で、終段のバリコンをさらに容量ダウンの方向に調整していくと、最大出力180Wが得られました。（SX-200の指示は異常値でした。クラニシで確認したところ140Wが正しい値のようです。）　しかし、この電源で9Aくらい流れますので、動作が不安定となります。従い、30V電源では120Wくらいを最大として、それ以上出力する時は電源電圧を上げることにします。　

さすがに強制空冷が無い自作のダミーBOXは煙こそ出しませんが、アッチッチ状態です。　とりあえず、100W状態で10分くらいのエージングを行いましたが、ダミーBOXのアルミ表面を触れないくらい熱くなりましたので、エージングを中止しました。

上は100Wでエージング中のフロントパネル面です。電流計の振れが異常です。ほんとは5.5Aくらいは流れているのに。 原因は高周波のバイパス不足でした。電流検出抵抗を電源のフィルター前に移しましたら、正常になりました。

FET6石を使った終段E級アンプの放熱板は指で触っても、少し暖かを感じるだけ。変調器のD級アンプの放熱板はそれ以下の温度。この中で一番熱くなっているのは30Vから12Vを作るDC/DCの放熱器と、ドライバー段の放熱板くらいで、どちらも指をずっと当てていられる状態です。　熱設計は余裕が有り過ぎる感じですが、ダミー抵抗がもちませんでした。　これから、200Wでの長時間エージングをせねばなりませんが、その前にダミー抵抗をなんとかしなくては。

100W　AMTXの配線図　AMTX_100W_4.pdfをダウンロード

7MHz E級アンプ　QRO計画　６　（140W）へ続く

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＜カテゴリ　AM送信機(PWM方式）＞

バラック状態での確認作業は、トラブルだらけで、手持ちのICやFETをどんどん壊してしまいます。　そこで、ジャンクの測定器の中身を取り除き、その中に、この100W　AM送信機を収納する事にしました。

とりあえず、バックパネルにアンテナ端子、送受信アンテナ切り替えリレー回路、７MHｚ用7次LPFのみを取り付け、パワーアンプやドライバー回路、PLL回路、ファンなどを並べて、概要を把握したら、図面を起こし、メインシャーシやフロントパネルの加工を行います。

変調回路は、前作の50W送信機の終段D級回路を２パラから4パラに変えて実装予定です。

組み立て図が出来たら、フロントのアルミ板や、パワーアンプ部のシールド材料の寸法が判りますので、それから材料手配にはいります。

 組み立て図が出来ました。　これをインクジェットプリンターで印刷して、アルミ板に張り付け、卓上丸鋸やボール盤、ジグソーを駆使して1日掛かりで組み立てたシャーシが下の写真です。

まだ、各ユニットの配線は出来ておりませんが、主要なユニットは全てマウント完了しました。　ファイナルステージの出力側共振回路のバリコンを調整する為、ホームセンターから6φのアクリル棒を買ってきていましたが、カップリングに挿入しようとしたところ、これが挿入できません。　アクリル棒の直径をノギスで測ると6.3φでした。　やむなく、このアクリル棒をカッターナイフで削り、現物合わせでカップリングに挿入する事に。　幸い、手元に6.3φ用のツマミがありましたので、なんとかかっこうはつきました。

左上は、このTX用に手配したコモンモードフィルターです。　右上はFKI10531を4個パラ付した変調用D級アンプです。　あわよくは200WのAM送信機でも使えるようにとの願望も込めて組み立てています。

配線図　AMTX_100W_0.pdfをダウンロード

FET　4パラによるD級変調回路の動作確認ができましたので、いっきに全ユニットの配線を行い、完成しました。

ケースの外形サイズが430mm　x　400mm　x　96mmという事もあり、かなり」ゆったりと配置出来ました。構造的にはRFブロックをシールドで囲む事が出来るようにしていますが、これから、100W、あわよくは、200WのAM送信機を目指して、検討するとき邪魔になりますので、まだ実装しておりません。

上の写真はフロントパネルを正面から見たところです。　PLL　VFOは正常に動作しています。　変調回路やRFファイナル回路の+Bラインをカットした状態で、スイッチ回路の動作テストを行っている状態です。

PLL　VFOからRF　ドライバー段へ同軸ケーブルで配線した関係でミスマッチが起き、74HC74をトリガーできませんでしたので、74HC74の前に1石のバッファアンプを置きました。　このトランジスターはAB級くらいで動作していますが、後段がFFによる分周回路なので、波形は気にせず、コレクタ抵抗やベースバイアス抵抗は適当に設定して有ります。　（470とか47kが定石なのですが、手持ちのE12シリーズ抵抗が在庫なくE24シリーズを使いました）

14MHzのPLL回路は一応、RFファイナルより一番遠い所に配置し、かつシールドケースの中に収納しましたが、終段からの回り込みが無い事を祈っています。

送信機全体の回路図　AMTX_100W_1.pdfをダウンロード

14MHz　PLL回路図　PLL_OSC_14MHz.pdfをダウンロード

一応、レイアウトと結線はできましたので、出力を絞りながら、仕上げにかかろうと思います。

7MHz E級アンプ　QRO計画 ５（100W)　に続く。

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