アンテナチューナー Feed

2014年7月 5日 (土)

50MHz用 L型アンテナチューナー

<カテゴリアンテナチューナー

今までの50MHzアンテナは、ヘンテナと同調フィーダー及びインピーダンス変換トランスによる整合システムで運用していました。 6m & ダウンコンテストが今晩から始まるという事で、久しぶりにこの整合トランスをチェックしてみました。 すると、設置してからすでに5年経過している事もあり、ケースのタッパーはぼろぼろ、内部の絶縁テープははげかかっています。 タッパーを交換する為に、トランス部分を取り出しましたので、ついでにトランスのSWRと内部ロスを測って見る事にしました。

アンテナの代わりに75Ωのダミー抵抗を接続すると、案の定、3.5MHzではSWR1.05くらいですが、50MHzではSWR5を超えます。トランスが誘導性リアクタンスを持っていますので、バリコンを直列に接続し、このリアクタンスをキャンセルさせた場合、ちょうど20PFでSWR1.0になります。  実際の整合は同調フィーダーの長さを調整して、このリアクタンスをキャンセルさせていますので、特に問題は有りません。

次に内部ロスを実測しました。すると、47%のロスがある事が判りました。使っているコアの素成が不明な為、多分、コアによるロスと思われます。  100W送信しても、アンテナには半分しか供給されないという事が判り、 コンテストの始まる前になんとかせねばなりません。

50MHzでもロスの少ないコアに交換するしかありませんが、手持ちは有りません。 時間が無いのでアンテナチューナーを緊急で作る事にしました。

6mmtuschema_2

固定局で使うアンテナである事と、チューナーの設置場所が、いつでも再調整可能なベランダという事で、コイル1個、バリコン1個によるローパスL型チューナーで作る事にします。L型チューナーの場合、コイルも可変できないと、チューニングがうまくいきませんが、6m用コイルの場合、空芯自立コイルですので、コイルのピッチを調整することで可変できます。

ジャンク箱の中からMAX 50PFのバリコンを探しだし、1mmの銅線を指に巻きつけてコイルを作り、空中配線でアンテナチューナーを作って、アンテナアナライザーで確認すると、SWR1.1くらいまで簡単に調整できます。 なんとかなりそうなので、これまたジャンク箱の中から出てきた、プラスチックケースを加工し、1時間でアンテナチューナーが完成しました。 コイルを伸ばしたり、縮めたりして、都度バリコンでSWR最少にする事を繰り返えす事により、50.3MHzでのSWRを1.05まで追い込む事ができました。

6mmtu1_2

6mmtu2_2

 

左上がローパスL型アンテナチューナーの内部、右上がコカコーラのペットボトルをかぶせた防水状態です。

このアンテナチューナーに接続される同軸ケーブルには、チューナーのすぐそばに3.5MHzでも十分効果のあるコモンモードチョークが挿入されていますので、専用のバランは挿入していません。  このL型チューナーの内部ロスは2%くらいです。 このバンドの場合、EスポによるQSOは、あまりパワーによる依存性はありませんが、グランドウウェーブの場合、聞こえるけど届かないという場面で効果が期待できそうです。

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2014年5月19日 (月)

インピーダンス変換トランス

<カテゴリ:アンテナチューナー>

以前、マッチングトランスによるアンテナチューナーを紹介しましたが、その時使用したインピーダンス変換トランス、いわゆるUN-UNですが、実際のインピーダンス変換能力は7MHz程度までが限度で、それ以上の周波数では、急激にSWRが悪化していました。これは周波数が高くなるにつれ、トランスのリアクタンス分が増加しているのが原因でした。 ただ、このチューナーは、リアクタンスのキャンセル機構がついていましたので、トランスにリアクタンスが有っても、アンテナのリアクタンスを含めてキャンセルできる為、28MHzまで使う事が出来るものでした。

今回、すでに共振しているけど、その時のインピーダンスが50Ωではないというアンテナの整合を目的に、21MHzで使えるステップダウントランスの試作を行いました。 ところが、なかなかうまくいきません。 以下、途中で投げ出してしまいましたが、現状を紹介します。

使用するコアはFT-140#43です。  目標とするアンテナのインピーダンスは28Ω。できたら28Ω近辺でインピーダンスを選択できること。

トランスの巻き数比の2乗がインピーダンス変換比になりますので、28Ωが欲しい時は1次:2次の巻き数比を4:3にしてやれば実現できます。 また、5:4の場合32Ωが、3:2の場合22Ωが実現できますので、5個のコイルをシリーズに接続し、できたタップ位置に入力や出力を接続すれば、SWR1.2以下が実現できそうです。

理屈は判りましたので、コイルをコアに巻き込んでみました。 コイルは8ターンで5個シリーズに接続しました。アンテナアナライザーとダミー抵抗で測定すると、1.8MHzではほぼ理屈通りのSWR値がえられますが、7MHzでSWR1.5を超えます。14MHzではSWR2.5を超え、21MHzでは3以上です。

コアや線材、巻き方がダメなのか?試しに、1:4のステップアップトランスを作ってみました。

8ターンのコイルを2個用意し、これをシリーズに接続し、GNDとセンターにアンテナアナライザーを、GNDと2個目の端に200Ωをつなぎ、SWRを測ると、14MHzでSWR1.5くらいになり、21MHzでは2を超えます。 8ターンのコイルが多すぎるのかと、いきなり4ターンまで落としてみました。すると、1.8MHzから50MHzまでSWR1.3以下です。このとき2本のワイヤーは平行して巻かれておりましたので、これを互いによじってみました。すると、なんと1.8MHzから150MHzまでSWR1.2以内に収まります。 

SWRが悪かったのは巻き数が多すぎた事と、線をよじってなかった事が原因のようです。 この150MHzまでうまくいったUN-UNに12Ωの負荷抵抗を付け、ステップダウントランスとしたときのデータを取ることにしました。アンテナアナライザーをGNDと2個目のコイルの端につなぎ、GNDとセンタータップの間に12Ωをつなぎます。 1.8MHzではSWR1.05くらいですが14MHzでSWR1.5を超えます。21MHzでは2を超えてしまいます。 ステップアップはうまくいったのに、ステップダウンは全く使い物になりません。 インターネットで調べていくと、コイルを複数パラに接続する方法が見つかりました。ただ、どれもインピーダンス変換比は固定で、複数の変換比を得るものはあまりありませんでした。あっても、その変換特性は公表されていませんでした。

コイルを複数個パラに接続してつくるUN-UNは広帯域性が改善されるようなので、5個のコイルをシリーズに接続したものを4組つくり、これを全てパラレル接続したUN-UNを試作し、その特性を実測してみる事にしました。

Ztrans1

Ztrans3

左上がコイル結線図。イラストは2組パラレル接続ですが、実際は4組パラレル接続です。右上は実際にコアに巻いた状態です。

Ztrans4_3

  上の表が、実際の測定データです。

ダミー抵抗にカーボンタイプの可変抵抗を使っている関係で可変抵抗単体のSWRは28MHzで1.2くらいあります。従い、「3-2」の28MHzでのSWR1.1はトランスのリアクタンスと可変抵抗のリアクタンスが互いにキャンセルしあい、良い数値を示しているもので、その他のすべての28MHzデータも本当の値ではない事、とコメントしておきます。

また、R実測値は1.8MHz時の抵抗値ですが、周波数を変えると、変換される抵抗値も変化します。各実測SWR値はその周波数で最良となる抵抗値に調整した時の値です。

この結果から、21MHzでは22Ωから139Ωの範囲内なら使えると思われます。

とりあえずここまでは出来ましたので、次は21MHzに同調したアンテナを用意する事にしました。 現用のスカイドアループがMTU位置で21MHzに共振するようポリバリコンを直列に入れ調整すると、21.2MHzで共振するようにできました。ところが、この状態のままでインピーダンスが50Ωくらいになっており、SWRは1.0に限りなく近いです。 従い、トランスを挿入する意味がありません。 ちなみに1対1のトランスを挿入すると、トランスの残留リアクタンスで共振周波数がずれてしまい、かつインピーダンスもずれ、SWR1.5以下に調整できません。 結局、インピーダンス変換トランスは不要になりました。 

今回の実験は、T型アンテナチューナーより帯域幅を広げる目的で行ったのですが、SWR1.5以内の帯域幅がT型の場合、230KHzであったのに対して、今回の整合器は240KHzとなっただけでした。帯域幅が狭いのはスカイドアの特性そのものの様です。

出ているタップを全て使い、HF帯をフルカバーできるUN-UNの実現に取り組みましたが、完成させる必要が無くなり、途中で投げ出す事になりました。 また、気が向いたら検討しようと思います。

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2014年2月20日 (木)

80mバンド用アンテナ整合器

<カテゴリ:アンテナチューナー>

現在の80mバンドは7MHz用垂直ダイポールをローパス型π(パイ)マッチのアンテナチューナーで強制整合させていますが、7MHzのダイポールを3.5MHzで使う事だけで約3dBのロスを発生させ、さらにアンテナチューナーで約3dBのロスを発生させていることから、例え100Wでドライブしても、25W分しか放射に寄与しないという状況でした。

アンテナのサイズは変えられないので、せめてチューナーのロスだけでも改善できないものかと、ローディングコイルとマッチングトランスで整合器を作り、ロスの発生を少しでも改善する事にトライしました。

80mtrans1_2

80mtrans2

まず、マッチングトランスを作ります。 アンテナの給電インピーダンスが過去の実測結果より25Ωから30Ωくらいと予想されますが、実際の所は不明なので、FT-140#43というコアに6本のAWG24の線を束ねた状態で12ターン巻き、これをシリーズに接続し、実装状態でタップ位置を調整する事にしました。

80mtrans

ローディングコイルはVU40の塩ビパイプに1mmの銅線を1mmスペースで22ターン巻いたもので、3.5MHzのハムバンド内で共振するようタップを取ることにしました。

アンテナ実装状態でコイルは18ターンの時、共振周波数が3520KHz付近に収まりました。

また、トランスは同軸出力を4番目のタップへ。アンテナへの出力は3番目のタップから接続することで、共振周波数でのSWRは1.05以下になりました。 バンド内でのSWRは3.501MHzで1.2、3.574MHzで1.5となり、パイマッチのアンテナチューナーより広帯域です。

肝心な整合回路のロスですが、パイマッチのMTUを含め実測する事にしました。

Paitranslos 左上が実測回路です。同軸ケーブル側にアンテナアナライザーを接続し、MTUには実際のアンテナに接続します。 この状態で3.520MHzでSWRが1.0になるようMTUを調整しておきます。 次にアンテナを取り去り、代わりにエアーバリコンと可変抵抗をつなぎ、アンテナアナライザーのSWR表示が1.0になるようにバリコンと可変抵抗を調整します。その状態でMTUへ入力されるRF電圧VTと、可変抵抗の両端のRF電圧VAをオシロで読みます。 アンテナアナライザーをOFFにして、可変抵抗の抵抗値をテスターで測れば、入力側とアンテナ側の電力を計算できます。  この測定方法で実測した結果が右上の表です。 51.6%の損失とは、100W入力したとき、MTU内部で51.6Wロスするという意味です。 パイマッチのロスはシュミレーション値にかなり近いです。(パイマッチチューナーのシュミレーション値はπ型チューナーの内部ロス改善 を参照) トランス式の場合のロスは、トランスそのもののロスとローディングコイル内でのロスになりますので、実測値は妥当な数値でしょう。 パイマッチが約3dBのロスに対してトランス式は約1.2dBのロスにおさまりましたが、Sメーターが変化するほどのものではありませんね。 ただし、このトランス式整合器は、雨の日でも、SWRの悪化が少なく、再調整なしで使えることでした。 これが最大の利点かも知れません。

しかし、従来のパイマッチチューナーと比較すると、受信感度にムラが有ります。パイマッチに比べてSで最大2くらいダウンする事があります。 また送信でもトランス式よりパイマッチの方が、応答率が高い状態です。 この現象が有るため、前述の内部ロス実測までしたのですが、実測結果は理屈通り、トランス式の方が良い結果を示しています。 チューナーで打ち上げ角が変わるというのは聞いたことはありませんが、W6の局をふたつのチューナーで聞き比べても、パイマッチのチューナーの方が良く聞こえました。

この原因を調べるつもりでしたが、この整合器を使用するマルチバンドアンテナシステムはメンテナンスや台風のとき、そのマストを伸縮する事ができます。一度縮めて、また、最大長まで伸ばしたとき、アンテナの張力が変化し、共振周波数が変わります。パイマッチのチューナーの場合、簡単に再調整ができましたが、このコイル+トランス式の整合器の場合、伸縮の度に、ハンダゴテを持ち込んで、コイルのタップ位置を1/3ターン程度修正しなければならないという面倒がありました。 そのうち、プリセットMTUの防水BOXの中にATUの収納スペースを確保する必要が生じましたので、優先順位最下位のこの整合器は撤去されてしまいました。

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2013年11月10日 (日)

バランによるロス

<カテゴリ:アンテナチューナー>

MMANAのシュミレーションによる給電部のインピーダンスや共振周波数が、アンテナアナライザで測定した給電部のインピーダンスや共振周波数と、かなり差がありましたが、MMANAの癖やアンテナの周囲の影響だろうと、諦めていました。 しかし、最近、3.5MHzの効率の改善を行うべく、トランスだけの整合回路を実験したところ、使われているバランが、期待している状態になっていない事に気付きました。

今まで使用していたバランは、コアのギャップに紙を挟み、コアの磁気飽和を防止するようにしたクランプコアを使っていました。 そして、ハイバンドでノイズカット能力が確認できるなど、それなりに機能していました。平衡線をコアに巻いたフロートバランの場合、片側のラインだけを見ると、大きなインダクタンスにより不平衡電流を阻止しますが、バランの中を流れる平衡電流に対しては、インダクタンスは往復でキャンセルされ、実質ゼロになるのが理想です。 しかし、実際はこの平衡電流に対しても、インダクタンスを有し、実測で0.56uHくらいになっていました。      給電線に0.56uHのインダクタンスが存在しても、ローディングコイルが挿入されたのと同じ効果ですから、MTUを使う整合システムでは、これを含めて整合させますので、問題になる事は、ほとんどありません。 

しかし、3.5MHzで、バランのインダクタンスを加味したシュミレーション結果は、共振周波数もインピーダンスも全く一致しないのに、バラン無しの時の共振周波数のMMANAシュミレーション結果と実測結果はかなり一致している事が判りました。    原因は平衡線間の静電容量かも知れないと、この容量を測ってみました。Balan2_3

すると、58PFの容量が検出されました。そして、左上の回路のごとく、バランとアンテナとの間に、この58PFを挿入して、MMANAでシュミレーションすると、一致とはいかないまでも、かなり近い共振周波数を得る事ができました。 なお、インピーダンスはMMANAに注釈がある通り、シュミレーション値よりかなり高い実測値でした。 また、この静電容量有り無しによるゲイン差から、静電容量がある方が約16%もロスしている事が判りました。 

線間容量が増えた原因は、バランスを重視する為、平衡するワイヤーを互いによじった事が一番影響しているようです。

バランの線間容量が増えると、低い周波数での影響は小さいですが、高い周波数になると、これが、Qの低いローパス型のアンテナチューナーを形成し、みかけのインピーダンスを小さくしてしまいます。インピーダンスが小さくなると、これに整合するように調整されたアンテナチューナーのロスが増え、バランによるロス以上にアンテナチューナーのロスが増えてしまいます。また、バランの自己共振周波数を下げてしまいますので、共振周波数より高い周波数では、バランの効果は期待できません。今までのバランの共振周波数は約28MHzでしたので、28MHzの調整がシュミレーション通りにいかない原因にもなっていました。

通常のバランでは、ワイヤーを互いによじった方が良いと解説されていますが、純抵抗になった共振状態のアンテナに使う場合、広帯域性を確保するために必要でも、今回のような同調フィーダーを使用したアンテナチューナーに使う時は、弊害が大きいようです。

実際に困るのは、ロスが増加する事以上にシュミレーションと実際の共振周波数やインピーダンスが大幅にずれてしまい、調整の方向性を時々見失う事です。

Newbln

線間容量を減らすには、線どうしをよじらないことと、線間の距離を大きくする必要から、絶縁材の厚い電線を使いますので、クランプコアには巻く事が出来ず、フェライトバーに巻くことにしました。    フェライトバーは入手の都合で100mmの長さのものにし、電線はUHF用メガネフィーダーの外皮を裂いて、中の芯線を取り出し、利用しました。

このバランの往復線路上のインダクタンスは約0.9uHで、クランプコアよりバランスは悪くなっていますが、線間容量は約28.5PFまで改善しました。これを3.5MHzで使った時のロスは8%くらいですので、クランプコアより8%は改善できた事になります。 このバランの自己共振周波数は31MHz付近になりましたので、とりあえず、10mバンドまでは使えるでしょう。

3.5MHzで8%くらいのロスなら、28MHzではもっと大きいのでは?とMMANAとTLWでシュミレーションしてみました。所が、以外と影響は少ない結果がでました。

Balanloss10m 「チューナー出力」で示す数値は100%の入力に対してチューナーから出力される割合です。92%とある場合、100W入力した時、チューナー出力は92Wしかなく、8Wロスしたという意味になります。

「バラン無しを100%とした時」の数値はチューナー出力にゲインの差を加味した数値です。

ロスの値はチューナーに使われているコイルのQで大きく変わります。私のチューナーで使われているコイルのQは100くらいですから、バランの有り無しで約6%くらいしか変わりません。 実際にバラン有り無しで、28MHzをワッチすると、Sの差はほとんどありませんが、ノイズはSふたつほど、バラン無しの方が多くなります。

同調フィーダーにバランを使ったとき、共振周波数が大きくずれたり、パワーがロスしているような気配を感じたら、一度バランの線間容量を疑ってみる価値はありそうです。

先輩諸氏が、フェライトバーに平行線を巻いて、バランを作成していますが、磁気飽和だけの問題ではなく、線間容量の増大という問題も同時に解決する手段でもあるんですね。 今回は、メガネフィーダーの芯線を取り出して、巻線しましたが、色々とアドバイスをして頂いたOMから、メガネフィーダーの黒色の外被ごと巻き込んで好結果を得たという話を伺った事を思い出しました。

この問題の提起となった、トランスにより整合させた3.5MHz用アンテナは、どういう訳か、パイマッチのMTUより受信時のSが落ちてしまいました。 原因はまだ解明できていません。

 

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2013年9月27日 (金)

コイルのQとショーティングスイッチ

<カテゴリ:アンテナチューナー>

160m用の短縮Whip(ホイップ)を検討中に判ったことです。 コイルの線間ショートが起こると、当然インダクタンスは減少する訳で、共振周波数が高い方へずれます。しかし、正常時、50Ωくらいの給電点インピーダンスが、200Ωくらいに跳ね上がりました。このインピーダンスの変化は、コイルのQに関係しているかも知れないと、別のコイルを使い、Qを実測する事にしました。

Qtest1左のコイルはメーカー製アンテナチューナーに内臓されていたステアタイト製のコイルです。

7MHzで、このコイルのQを測ってみる事にしました。

Q測定用エクセルファイルをダウンロード

まずは、①-③間のQを測り、このコイルの基本性能を把握します。

次に、①-②間のQを測ります。②と③の間は2ターン分となっていますので、この②-③間をオープンのままの時、及びショートした時のQをそれぞれ測ります。

また、コイルのショート位置が影響するか調べる為、①から電力を加え②にバリコンを接続した時と、②から電力を加え、①にバリコンを接続した時のQも比較しました。

②-③間オープンとショートでインダクタンスが変わりますので、アンテナアナライザーにて測定した共振周波数の変化から推定したインダクタンスと、このインピーダンスの変化から逆算したQ値を一緒に示します。

 Qtest4_2

 

上の表がその結果です。

このコイルの①-③間のQは7MHzで189ありました。かなり優秀なコイルと思われます。

次に、①-②間のQを②-③間をオープンにしたりショートしたり、また、コイルの向きを入れ替えたりして測定しました。コイルの向きを変えた時のQの差を確認したのは、いわゆる、コールド側でのショートと、ホット側でのショートに差が出るかを見たものですが、結果は測定誤差と考えられ、基本的には、変化無しと見てよさそうです。

Qtest3

しかし、②-③間のショートとオープンでは、明らかに差が生じており、インダクタンスもわずかに変化しますが、それ以上にQが変化し、ショートの時、逆算値以上に悪化しています。

この現象は、インダクタンスを形成する磁路の中に、ショート回路を挿入した事により生じるもので、線間ショートだけでなく、インダクタンスを可変する目的で、磁路に挿入するショートリングにも当てはまります。コイルの中に、または外側に、円筒形のアルミや銅板を挿入してインダクタンスを可変するバリアブルインダクターも同様です。

アンテナチューナーや、送信機のコイルのタップを切り替えるとき、選択しないタップどうしをショートする切り替え回路をたまに見ます。これは、オープンにした場合、タップの位置や使用周波数によって、高電圧が発生し、スパークするのを防止するのが目的ですが、当然、このようなショーティング方式のコイル切り替えもQの低下を招く事になります。

メーカー設計の場合、このQの低下を見越して、その他の回路が設計されているでしょうから、問題は有りませんが、自作のアンテナチューナーや送信機のタンク回路の場合、気にする必要がありそうです。

また、インダクタンスをショートリングで可変するような可変インダクターは、インダクタンスを小さくすると、リアクタンスの減少する割合以上にQが減少すると考えられます。

なお、ATUなどでは、使用しないコイルをリレーでショート していますが、これらのコイルはトロイダルコアなどを使い、それぞれのコイルの磁路が影響しないようになっていますので、問題はありません。

 

最初に疑問を提起した、160m用短縮Whip(ホイップ)アンテナはMMANAでも、きれいにシュミレーションする事ができます。

コイルのQを100として、共振時のインピーダンスを50Ωに設計しておき、このアンテナのインピーダンスが200Ωくらいまで跳ね上がる時の、コイルのQを逆算すると、約Q=25で、実験結果と同じような数値が得られます。

160mに使われる短縮コイルが1ターンショートしただけで、Qは1/4までダウンするという事は、致命的な問題です。インダクタンスの調整の為、コイルをショートするとか、アルミ板や銅板でインダクタンスをキャンセルさせるような手段は、あまりお勧めできませんね。

その後の実験で、コイルのQが高すぎて、調整がしずらいアンテナチューナーに出くわしました。 また、100W送信時、オープン状態のコイルの端からスパークするという現象も経験しました。 Qが高ければ高いほど良いとは言えませんが。

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2013年6月 6日 (木)

トロイダルコイルとチューナーの内部ロス

<カテゴリ:アンテナチューナー>

カテゴリ KEM-TRX7-LITE のQRP CW トランシーバー 2で紹介の通り、QRP CWトランシーバーの中にL型アンテナチューナーを内蔵させ、移動先で架設した釣竿アンテナに簡単に整合できるため、重宝していました。 このQRPトランシーバーを、HOMEの7メガ垂直ダイポールで運用した時と、移動先の釣竿アンテナで運用した時の飛びの感覚に、大きな差があり、これはアンテナの差なのだろうと、諦めていました。 しかし、HOMEで使う時は、内臓のチューナーはスルー状態ですが、移動運用の時には内臓チューナーのコイルが目いっぱい使われるという差がある事に気付きました。

ロスの少ないアンテナチューナーを目指して、コイルのQを測る治具と、結果を自動計算するエクセルファイルを作ったついでに、このQRPトランシーバーに内臓しているコイルのQを測って見る事にしました。

Kemantc0_4 Kemantc1_3

左がQRPトランシバー内臓のコイル。右はメーカー製アンテナチューナーに内臓されていたコイル。

トランシーバーからコイルを取り出し、測定治具につなぐと、測定用に用意したTS-930の周波数カバー範囲を超えてしまい、-3dBになる周波数が測れません。治具がおかしいのではと、メーカー製チューナーに内臓されていたステアタイトボビンのコイルを測定してみると、ちゃんと200くらいのQが得られます。送信機の代わりに、アンテナアナライザーをつなぎ、周波数を広範囲に可変してみたところ、Qは約2くらいという結果が得られました。アナライザーの出力が小さいので、誤差が大きいですが、何度測りなおしても、Q=3以下しかない事は確かです。 コアの色が青色でしたので、てっきり10MHzくらいまで使えるカーボニルコアと思ったのですが、違ったようです。

短縮型の釣竿アンテナで、思っていた以上に電波が飛ばないのは、どうも、このトロイダルコアに巻いたコイルのQが原因みたいです。 TLWと言うアンテナチューナーシュミレーターはQの設定を自由に変えられますので、いままでの状態でのチューナー内ロスを計算させてみました。すると、Q=15以上でないと計算できない、とコメントがでて、計算できません。アンテナチューナーに使われるコイルのQが3以下なんてことは、想定外なんですね。

移動で良く使う釣竿アンテナのインピーダンスはMMANAのシュミレーションで11.36-J91.41Ωとなっていましたので、TLWでQ=15で計算してみると、内部損失が41.8%と表示されました。実際のQは3以下ですから、推定すると、90%以上がロスしている事になります。

QRPの5Wで送信したのに、実はQRPPの0.5Wでしたという笑い話です。そして、アンテナチューナーを内蔵させてから、0.5W出力で一度も交信できていないという事も判りました。

Kemantc3 ここまで判ると、もう、このトロイダルコアタイプのコイルなど使えません。空芯コイルに作り替えることにしました。何回か試作してQ=114のコイルが出来上がりましたので、これにタップを設けて、ビルトインさせました。このコイルの場合、釣竿アンテナの時のロスは8.6%となりますが、電池のヘタリなどを考えると誤差内になりました。

写真の空芯コイルは直径0.6mmのUEW線を直径25mmのPPシートで作ったボビンに26回巻いたもので、10個のタップを出してあります。最大インダクタンスは約15uHです。ボビンや巻線がばらけないように、セロテープで固めました。

また、移動用アンテナの形態がほぼ固定され、インピーダンスに必ずプラスのリアクタンスが含まれるようにしましたので、チューナーの回路も一部変更し、使いやすくしました。 バリコンを回した時のSWR計の動きが、かなりクリチカルになりましたので、Qが向上した事が実感できます。

Kemanttuner1

外付けチューナーならQ=200のコイルも使用できるでしょうが、それに変更してもロスの改善は5%以下ですから、持ち運びがすっきりするビルトインタイプに軍配は上がります。

この改良型チューナーをテストする為に近くの「仁賀ダム LA20」の駐車場に移動してCQを出してみました。南北に400mくらいの山があり、かなり狭いくぼ地ですが、結構沢山の局からコールをいただきました。トロイダルコイルの状態で同じ場所に2回も移動し、交信局数0であったときより大幅改善です。

一般的にアンテナチューナーに使われるコイルのQは100以上あり、そのうえで、ロスが多いの少ないのと論じているわけですから、Q=3以下など論外でした。トロイダルコアを使ったコイルを採用する時は、真っ先にコイルのQを確認する事から始めることをお勧めします。

Q測定治具の回路図と自動計算式の付いたエクセルファイルを用意しましたので、気になる方はダウンロードして試してください。 なお、7メガでQ=60くらい以下を測定しようとすると、ハムバンドを超える周波数可変が必要です。最近のハムバンド以外は送信禁止のトランシーバーでは、測定できません。 逆に言えば、最近のトランシーバーで、測定できないようなコイルは使ったらダメという事でしょう。

Q測定用エクセルファイルをダウンロード

RF電圧計やオシロが使える場合、送信機の出力は測定できる範囲で小さくした方が誤差が少なくなります。 倍電圧整流回路の場合、送信機の出力を大きくした方が誤差は少なくなります。 コイルや送信機、オシロなどの位置を変えるだけで測定値が変わります。この測定回路の場合、一番大きな数値が実際のQに近いと考えられます。


アンテナチューナーのコイル切り替え時、ショーティングタイプのコイルはQの低下が起こる事が判りましたので、このQRP用アンテナチューナーもオープンタイプに変更しました。変更は簡単で、コイルの一方のワイヤーをニッパでカットするだけです。 この変更の後、599 FBのレポートが多くなりました。

以下に変更後のチューナー回路図を示します。

Kemanttuner2 

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2013年5月30日 (木)

π型チューナーの内部ロス改善

<カテゴリ:アンテナチューナー>

プリセットチューナーに使われているチューナーの中で、唯一80mバンド用のみπ型アンテナチューナーを使っています。 チューナーの中で、一番ロスが少ないのは、L型チューナーですが、コイルの可変が大変なので、π型で我慢している状態です。   この状態で少しでもロスを小さくするため、π型の一方のコンデンサ容量を、調整できる範囲で小さくし、L型に近づけることにしました。 雨が降ると、共振周波数が低い方へずれますので、最低この補正が可能な可変範囲は確保しなければなりません。

Mtuloss2  

プリセット式MTUの最初の検討時、T型で実験し、絶縁破壊で採用しませんでしたが、この時のチューナー内部ロスはシュミレーションで73.0%程度であったと思われます。 π型に変更した今までの状態はC2が100PFくらいでしたので、67.5%くらいの内部ロスになっていた模様です。

今回、このC2を調整可能なぎりぎりまで小さくしました。結果、内部ロスが54.1%くらいまで改善したようです。このチューナーをLタイプに変更した場合、C2の値は10PF程度になります。この10PFはストレー容量で、配線図上では、C2は存在しません。この状態でも内部ロスは52.7%くらいですから、C2が25PF(ストレー容量との合計容量)の時と1.4%の差しかありませんので、ほぼLタイプ同等のロスに収まったと思われます。

Img_0621s Img_0625s

左上の画像はC2の容量を減らし、インダクタンスを大きくした改造MTUです。 左側の黄色のポリバリコンはC2に相当し、ローターの羽を2枚として、最大70PFくらいにしました。右側の赤色のポリバリコンはC1に相当しますが、ローターは羽を7枚として、最大250PFくらいを確保し、不足分は固定コンデンサをパラつけしました。この状態のMTUを右上の画像の一番上の部分に実装しました。上から3番目のMTUは改造前のものですから、左側のポリバリコンの厚みが違うことと、コイルの巻き数が違う事がわかります。

ロス改善を行ったとは言え、その差はわずか13%くらいですから、Sメーターに差が出る訳もなく、ただ、気分だけの問題ですね。今回のコイルのQは100でシュミレーションしましたが、ほぼ現物と合っていると思われます。仮に、このQを200まで上げたとしても、ロスが6%くらいしか改善しませんし、それでも約半分のパワーがロスしてしまいます。 80mバンドで成果の上がらない原因は50%短縮のアンテナそのものなのでしょう。

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2012年12月24日 (月)

M型同軸コネクター

<カテゴリ:アンテナチューナー>

インチネジとメートルネジの違いによるトラブル例です。

Img_0140事の発端は、秋月で安いMコネクターのプラグが売られており、これを大量に買ったのが始まりです。左の写真がそうですが、安さにつられて、私同様、大量に買った方もいるかもしれませんね。このコネクター、締めても締めても、接触不良が発生し困っていましたら、同じようなトラブルで困った人がインターネット上に原因を紹介していました。 これは、インチネジと呼ばれるネジ山で作られている米国向けのプラグだそうです。このコネクターの受け側になる通常MRと言われるメス側は、日本国内では、メートルネジでネジ山が切られていますので、ネジのピッチが異なります。このピッチがずれた状態では、いくつかのネジ山まではねじ込まれても、それ以上は締まらないという事になり、接触不良を起こす元になっています。

安物買いの銭失いの典型でもありますが、救いの手がありました。

Img_0142アンテナチューナーや、SWRメーターを作って世界中に輸出しているメーカーは皆知っていることらしいのですが、インチ、メートルネジ兼用のメス型コネクターがあるとのこと。  左側の写真にある2種類のMRコネクターはいずれもメートルネジですが、左側のコネクターが先端から根本までいっぱいにネジ山を切ってあるのに対して、右側のコネクターのネジ山は5つしかなく、先端部分もネジ山の無い部分が2mm以上あります。このおかげで、右側のコネクターに、インチネジのプラグがねじ込まれても、ずれたピッチが詰まってしまう前に、ネジ山を通り越してしまい、最後まできっちり締まるというものでした。 実際に試してみましたが、問題なしでした。

自作のアンテナチューナーやSWR計のコネクターを、順次、このインチ、メートル兼用コネクタに交換していこうと思います。

ただし、一つだけ問題があります。この兼用コネクターがインターネット上でもなかなか見つからないことです。見つかったら、このブログでも紹介したいと思います。

見つかりました。

コスモ電子という会社で品番は「92795」 M-Rコネクターという品名です。クラニシ製品(アンテナアナライザー)用純正部品と書いてありました。「コスモ電子 92795」で検索すれば見つかります。

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2012年11月13日 (火)

クラニシ NT-636の修理

<カテゴリ:アンテナチューナー>

マニュアルのアンテナチューナーで、クラニシ製のNT-636を、クラニシが店仕舞いするとアナウンスがあってから、慌てて購入しました。約1年くらい使っていたころ、煙が出て使えなくなりました。 中を開けると、バンドスイッチのベーク板が黒ずんで焦げています。 送信中にバンドスイッチを回したために、アークが飛び、その勢いでベークが燃え出したようです。アークの飛んだ端子の部分は割れてしまい、スイッチの役目をしなくなりました。

ロータリースイッチを手配するため、インターネットで調べましたが、同じ形状のものを見つける事ができませんでしたので、寸法が明示されている「岩崎アイセック(株)」という会社のB1111Dという品番のロータリースイッチを手配しました。(すでに廃番で現在は入手不可)。 シャフトを切断して、取り付け配線をする段階になって、ロータリースイッチのストッパーの位置が変更出来ない事が判りました。 スイッチは11接点で、切り替えポジションは12ポジションです。12番目のポジションはコモン端子になっており、どの接点とも接触しない構造です。電気的には、この構造でも、NT-636に使用できますが、NT-636のオリジナルスイッチは1番目のポジションがオープン状態でどの接点にもつながりません。

Nt636

これは、オリジナルのNT-636は、1番目が、1.9MHzのAポジションに設定されいるのに対して、新規に手配したスイッチは12番目が1.9MHzのAポジションになるということです。スイッチを反時計方向に回しきったときが3.5MHzで、時計方向に回していき、50MHzを過ぎて最後のポジションが1.9MHzになります。 操作面で不自由しますが、動作はOKですので、これでやむなしです。

もし、また壊れたら、今度はこのストッパーの位置を確かめてから買うことにします。

なお、取説には、送信中にバンドスイッチを操作するときは、10Wで行うことと書いてありましたが、どのアンテナチューナーでも同じことですが、送信中にコイルのタップを切り替えるとスパークする可能性は高く、以降、タップを切り替えるときは送信しないことにしました。

NT-636の取説をダウンロード

ところで、今頃気づいたのですが、取説には「ワンタッチCAL」というつまみがあり、進行波電力と反射電力、それにSWRのキャリブレーション機能が付いたプッシュプルSW付きの可変抵抗器が説明されています。 しかし、私の現物は単純な可変抵抗器と、セパレートになったCAL切替SW式となっていました。 途中で変更した理由は判りませんが、現在のセパレート方式が直感的で判りやすいですけど。

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マッチングトランス式アンテナチューナー

<カテゴリ:アンテナチューナー>

マッチングトランスを使ったアンテナチューナーの試作記です。

フェライトコアを使った広帯域バランは主に、不平衡/平衡の変換に使われますが、インピーダンス変換用トランスとしても利用する事ができます。

これを利用してこのブログでも21MHz用短縮デルタループを紹介しています。このときのトランスは、6本の平行ワイヤーを束にして6回巻いたコイルを直列に接続したもので、そのタップ位置を選ぶ事による目標に近いインピーダンスへ変換すると同時に平衡変換しておりました。(カテゴリ:マルチバンドアンテナシステムのアマチュア無線局 再開局参照)

Trans3_2

上の表はコイルが6組のときのインピーダンス変換テーブルで、50Ω不平衡を1.4Ωから1250Ωまでの平衡に変換できることを示しています。

Hentena_2 この考えを一歩進めて、すでに共振しているアンテナエレメントに1/2波長の整数倍の長さの同調フィーダーを取り付け、この根本に、このトランスを取り付けても同じ効果が得られます。キュビカルクワッドの共振周波数を調整するのにスタブを使いますが、このスタブがλ/2になったと思えばいいんです。こうすると、マッチングトランスをマストの上に置かなくても、少なくとも手の届く位置まで降ろしてくることができます。スタブの長さは1/2波長ごとに変化しますので、任意長では駄目ですが、50MHzなら3mの整数倍ですから、処理が楽です。

Img_2980 このアイデアで6mのヘンテナを作り、ベランダの手すり付近につけたマッチングトランスで広帯域の整合を実現しております。実際のスタブの長さはマッチングトランスの誘導性リアクタンスが加味されますので、その分短くしアンテナ側に容量性リアクタンスを含むようにする事により共振させます。 トランスのタップを調整して、SWRを1.0に追い込みますが、タップを切り替えるとリアクタンス成分が変化しますので、共振周波数がずれます。共振周波数がずれたら、同調フィーダーの長さを再度調整します。 このようにかなり面倒な調整が必要ですが、何よりも、全ての作業がベランダで完結するという高所恐怖症持ちにとっては非常に有り難いメリットがあります。

2014年7月追記

整合トランスのロスを測定したら、約半分がトランスでロスしている事がわかりました。現在はコイルとバリコンによるL型アンテナチューナーに変更しています。 詳細は、50MHz用 L型アンテナチューナー を参照下さい。

今までのトランスは多重巻きのコイルの数で分母と分子を構成する分数計算でしたが、スライダックトランスのように、ひとつのコイルに、いくつものタップを出して、このタップ位置でインピーダンス比を変えるオートトランス形式の高周波トランスの可能性を検討しました。

Trans2

オートトランス式12ターン巻きのインピーダンス変換テーブルです。黄色の部分は巻き数が少ない為、ロスが多いと予想し、使わないとしても3.1Ωから800Ωまで変換できます。ただし、このスタイルでは不平衡のままです。平衡変換しようと思えば、対称型のオートトランスにするか、このトランスの後にバランを付けるかで対処できます。

(対称型トランスで作った場合、このチューナー内で発生するロスも2倍になりました。結論的には、不平衡のままでインピーダンス変換した後、フロートバランで平衡に変換する方法がロス最少となりました。)

適当なダミー抵抗とアンテナアナライザーでチェックすると、ほぼ理屈通りのタップでインピーダンス整合ができました。周波数が10MHzを越えると、トランスのインダクタンスが無視できなくなりますが、それは、アンテナチューナー化したとき、アンテナの持つリアクタンスと一緒にキャンセルさせれば問題ありません。

Img_3220 オートトランスによるインピーダンス変換のメドが出ましたので、共振していないアンテナエレメントにキャパシタンスかインダクタンスを付加し、目的周波数に共振させた後、この純抵抗になったアンテナインピーダンスにマッチするようにトランスのタップを切り替えて整合させるタイプのアンテナチューナーを作ってしまいました。

Autotrans2

使用したオートトランスは5ターンのコイルを4組、平行巻きしたもので、それをシリーズに接続し、1ターンごとにタップを出したものです。従い、1ターン目のタップのすぐ隣にあるタップは6ターン目のタップとなっています。全部で19個のタップが有りますが、使っているのは9ターン目から19ターン目までの11個だけです。

コイルは最大32uH、最小0.5uH、12個のタップがあり、これをショーティングタイプのスライドスイッチで可変します。 当初、オープンタイプのスイッチで作成していましたが、ダミーアンテナを用意して、300Wくらいを加えると、コイルのタップとスライダーの間でスパークが起こりましたので、ショーティングに変更しました。100Wくらいなら、オープンスイッチでも実際のアンテナで実用できました。

バリコンは最大1200PF、最小20PFのスライド式ポリバリコンで、計算上の耐圧はAC10KVです。

操作は簡単です。トランスは50Ωに仮設定したまま、バリコンかコイルを調整して、アンテナを共振させます。共振したかどうかはSWR値をディップさせる事で知ることができます。共振したら、トランスのタップを順次切り替えて、SWR最小のポジションを選択します。タップを切り替えると、トランスのインダクタンス分が変動するので、共振周波数がずれますから、バリコンで微調整します。トランスのインピーダンス可変ステップは階段的ですが、SWRはすんなりと1.0付近まで、いとも簡単にスコンと気持ち良く落す事ができます。このチューナーの特徴は、LCタイプのチューナーより、帯域が広いということ。LCで整合回路を構成すると、アンテナの共振以外にインピーダンス整合回路も周波数特性を持ちます。従い、アンテナ自身がもつ帯域より通常狭くなりますが、このタイプは帯域の縮小がほとんどありません。ベランダから突き出した釣竿や、現用アンテナに接続して、100W運用で全く問題なく使えました。

チューナー内部で発生するロスは、7MHz用垂直ダイポールを3.5MHzに同調させた時、πマッチのMTUと同等か、それよりいくらか良いレベルでした。 クラニシのNT-636(Tマッチ)よりはロスが少ないようです。ロスの原因は誘導性リアクタンスの連続可変にバリコンを使っている事です。連続可変のインダクターが実現できれば、Lタイプに近い効率が期待できるかも知れません。 しかし、何回か使っている内に、整合状態でのトランスのタップ位置が、予想されるインピーダンスと大きくかけ離れる場合がありました。 特に、周波数が高くなったり、アンテナが50Ωより低いインピーダンスになった場合です。 このような状態では、計算通りのインピーダンス変換をしていないようです。 このチューナーはATUを作る為の基礎検討の為試作したものでしたが、トランスの特性がネックとなり検討はストップしてしまいました。

マッチングトランスだけのその後の検討結果はインピーダンス変換トランスを参照下さい。

また、連続可変可能なATUの試作と実使用検討は、後日、T型整合回路を使用して実験する事にしました。 こちらを参照下さい。

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Z-Match(Zマッチ)アンテナチューナー

<カテゴリ:アンテナチューナー>

リレーを使わないオートアンテナチューナーを模索しておりましたら、バンド切り替えなしで1.8MHzから28MHzまでカバーできるアンテナチューナーの存在を知りました。 バンドSWが無いのなら、少なくともメカニカルSWが不要ということで、バリコンをモーターで回転させるだけで、HFを全てカバーするオートアンテナチューナーが実現できます。 「Z-Match」と呼ばれるこのチューナーについての実験記です。

「Z-Match」をGoogleで検索すると、いっぱい出てきました。

・1組のコイルで1.8MHzから28MHzまで、バンドSW無しでカバー。

・バリコンに2連タイプが必要になるけど、耐圧は半分で良い。

・構造が簡単で再現性が良い。

など、世界中のハムが実際に製作して使っているレポートが存在します。さすがに、1.8MHzはローディングコイルを追加する構造がほとんどでしたが、ここはリレーを1個追加してやれば済むことで、AH-4みたいなリレー式ATUでは実現出来ない、無段階調整が可能なATUの可能性を秘めています。 そんなに良いチューナーなら、すぐにでも作ってみようと実験を始めました。

Zmtch1 左がZマッチチューナーの基本回路です。1次コイルと2次コイルで構成される極普通の高周波コイルの1次側に500PFくらいの2連バリコンと300PFくらいのシングルバリコンを接続し、シングルバリコンから送信信号を送り2次コイルにアンテナをつなげばOKというしろものです。1次コイルの巻き数も、10数ターンと、逆に簡単すぎて驚く構造です。

本当に、ちゃんと整合するのか?作ってみることにしました。いい加減に作ったのにちゃんと1.8から28メガまで整合します。2連バリコンが曲者かもと、これをシングルバリコンに交換してみてもちゃんと動作します。2次コイルと1次コイルの結合構造が難しそうなので、2次コイルでなく、1次コイルにタップを立ててそこからアンテナに接続しても問題なし。

Z_mutch1 Z_mutch

実験中のZマッチアンテナチューナー

一応、動作確認は終えたので、かなりきつい負荷条件で、チューナー内にどれだけロスが発生するか調べてみました。送信機から1Wくらいの出力を加え、抵抗とリアクタンスを直列に接続したダミーアンテナをチューナーに接続しSWRが1.0になる様に調整します。次にチューナーの入力(50Ω)端でのRF電圧をオシロで測ります。また、ダミーアンテナの抵抗部分の両端電圧を測り、それぞれ電力計算したのち入力電力とダミー抵抗電力の差がチューナー内部でロスした電力とします。その結果を次の表(ロス比較 1)に示します。Zマッチのデータは実測値です。その他はシュミレーターによる計算値です。シュミレーターの計算と実際の数値はほぼ一致している事は別の検討で確認済みです。 Zマッチはチューナー内のロスが非常に大きい事が判りました。7MHzでもインピダンスが4.7Ωのアンテナの場合、45%がチューナーの中で消費されています。1.8MHzで4.7-j800の負荷の場合、実際の測定では、4.7Ω両端のRF電圧を見る事ができませんでした。さらにこの状態で、ダミーアンテナを取り去っても、SWRは1.0を示したままでした。これは、50Ωで捕らえた送信電力をきれいにチューナーの中で消費し、空中へは一切放射しません。反射電力も一切返しませんというダミー抵抗と同じです。 別の見かたをすれば、どのような負荷に対しても、見かけ上、整合できたように調整できると言うことですから、SWR計が1.0を指しているのに、電波は一切放射されないという事が起こりかねません。

色々と実験の結果、14MHz以上のバンドで使う場合、Tマッチ同様、使いやすさを天秤にかけたら使えるチューナーと思いますが、今回は160mや80mバンドがターゲットでしたので、採用は諦めました。

Zmtch2

上の表の「ロス比較 2」は私が良く使う、クラニシのNT-636を実測した時のロス値です。クラニシ以外の数値はシュミレーションした値です。NT-636はTマッチ式ですから、シュミレーションで設定したコイルのQ=100より、NT-636のコイルのQは良いみたいです。 3.5MHzで2.5-j529というアンテナは接地抵抗が良好な 全長7mの垂直ホイップに相当します。カバーするインピーダンスの広いアンテナチューナーは総じてロスが多いのですね。πマッチは整合しませんでしたが、パイマッチの一方のバリコンを取り去るとLマッチになりますので、パイマッチ回路が持つ、浮遊容量を減らす必要がありそうです。

しかしながら、このようにデータを取り始めると、アンテナチューナーは使わずに済むものならそれに越した事は無いという事が良くわかります。また、例え、使うにしても、Lマッチで使う連続可変インダクタが欲しくなります。

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2012年7月 9日 (月)

アンテナチューナー(MTU)の自作

<カテゴリ:マルチバンドアンテナシステム>

L型アンテナチューナーは挿入ロスが少ない反面、コイルもコンデンサも可変でないと使いこなすのに苦労します。特にコイルの可変は高度の工作技術が必要ですので、手におえません。せいぜい、バリコンを自作して実現できそうなチューナー回路としてハイパス型Tタイプとローパス型π(パイ)タイプがあります。広範囲のインピーダンスに整合するには、Tタイプの整合回路が適しますが、整合状態での帯域幅が狭く、バリコンに高耐圧が要求されます。また、アンテナインピーダンスが50Ωより低い程、容量性リアクタンスが大きい程、ロスがπタイプより大きいという欠点があります。πタイプはTタイプと反対の特性を持ちますが、対応するインピーダンスの範囲が狭く、かつ、バリコンに要求される容量が比較的おおきくなり、バリコンを自作する場合ネックになりそうです。

Mtu0

色々検討して、7MHzでも100PFのバリコンがあれば整合可能で、ロスも5%くらいと思われるTタイプでMTUを試作することにしました。

バリコンはポリプロピレンシート(PPシート)を絶縁に使ったポリバリコンで110PFくらいの最大容量とAC4KV以上の耐圧を目標とします。
0.1mm厚のPPシートはDC4KVの耐圧がありますので、0.2mm厚のPPシートを使用します。DCで規定された耐圧を単純に√2で割ってもAC時の耐圧にはならないらしい。実測するしかないみたいです。 また、空間距離1mm当たり、インパルス2KVの耐圧ですから、最低3mmの空間距離や沿面距離があれば、AC4KVを超える事ができそうです。

JW CADでバリコンの部品図を作成し、実物大の大きさでプリントアウトした紙をアルミ板やPPシートに貼り付け、ハサミで切り取っていきます。

Pvcjw Pvc2

左がJW-CADで作成した紙型。 右は切り取ったPPシート。
PPシートセンターは8mmの「穴あけポンチ」と言われる工具できれいに抜きます。

これらの部品をプラスチックの板上に組み立てます。

Pvc3a

出来上がった部品をタッパーの中に組み込んで、28MHzで実験できる試作品をつくりました。

Img_2893 Img_2894

実際のアンテナやダミー負荷で、いとも簡単に整合できることを確認できましたので、いよいよ同様なMTUを各バンドごとに作り、これをリレーで切り替える、いわゆる、「プリセット型マニュアルアンテナチューナー」の製作開始です。

Pvcdrg 

カテゴリ<マルチバンドアンテナシステム>の「プリセット式MTU 1」 に続く。

MTUではなくATU(オートアンテナチューナー)の製作はこちらを参照ください。

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