7MHz D級アンプ QRO計画 ５（100W)
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放熱対策も部品のショート対策も完了した、100W AM送信機をテストしながら性能確認を行える状態になりました。
PLL VFOからドライバーへ14MHzの信号を入れ、ドライバー段のPP回路に12Vの電源をつなぎ、ファイナルの3パラPP回路に5Vの電源をつないでドライバー出力の共振コンデンサをバリコンに変えて、最大出力が出るように調整した状態で、3パラPPの電源電圧を可変してみました。
左は、26W出力時の変調度最大付近です。これより、オーディオゲインを上げていくと、歪が生じ、100%変調の波形になりません。 前回の50W送信機でもその傾向がありましたが、この100W機はそれよりも悪化しています。 原因追及と対策は全体の確認が済んでからとします。
最初、この変調波形が出てこず、あせりましたが、変調回路保護の為に挿入したR6 1.5KΩが悪さをしていました。このR6が有る時は最大変調度50%くらいでした。 これを廃止したところ、写真のような85%くらいに変調度になりました。 この変調回路保護の抵抗はもう一本あります。R21 2.2KΩがそうです。 後日、この抵抗の値を吟味してみる事にします。
ドライバー段の出力にある直列共振コンデンサC32は、かなりクリチカルで固定コンデンサの置き換えだけでは、最良点に追い込む事が難しいようです。 よってここは耐圧100Vの80PFのトリーマーと56Pの固定コンデンサに変え、今後、色々検討していく中で調整出来るようにしました。
このドライバー信号を受け止めるトランスT2は当初3:1の巻き数比でしたが、ドライバー段の消費電流が1.7Aを超えるので、4:1に変更しました。しかし、電流は1.5Aまでしか下がっていません。 バラック状態で1.2Aでしたので、ここも検討必要事項となりました。
ファイナルの3パラPP回路のドレイン側とGND間に330Pのコンデンサを入れてありましたが、この容量では不足のようで、最終段のバリコンの調整もかなりクリチカルになっていました。 そこでこのコンデンサC4,C67を330Pから1000Pに変更しました。
左がそのときのドレイン電圧波形です。 気持ち、左側へ倒れていますので、まだ最適な状態ではないかも知れません。 今後100Wエージングテストなどを行いながら最適容量をつめていくつもりです。
ここまでの変更対応を行った上で確認出来た最大出力状態は以下のようになりました。
この出力は最大値ですので、実際に使用する場合、この状態より少し下げたVdd=14Vで100W出力になるようにファイナルのバリコンを調整するつもりです。
この12V 111Wで1分くらい出力すると、なにか焦げ臭いにおいがし始めました。 まだ壊すわけにはいきませんので、とりあえず、電源電圧を13.8Vにして、変調器をつなぎ、RFアンプには6.9Vしかかからないようにして各部のチェックを続ける事にしました。
100W送信機の回路図 AMTX_100W_2.pdfをダウンロード
今回も激しいハム音が受信機としているTS-850Sからでて、変調された音楽も良く聞こえません。 50W機のとき、DC電源を1本化して対策しましたが、同じようにやっても、全く小さくなりません。 試に隣に置いてあるTS-930Sで受信してみました。 すると、ハム音はぴたりと止まりました。 受信時のハム音はTS-850Sの変調ハムだったようです。 真空管式ラジオの場合、ヒーターの交流信号がDCラインに誘導して、変調ハムという形でスピーカーから聞こえますが、オール半導体のTS-850Sがどういうメカニズムで変調ハムを生じるのか、後日調査する事にします。 このTS-850Sのプリント基板は、新入社員が設計したような基板で、他のKEWOODモデルよりRFフィードバック受けやすくなってましたが、変調ハムが発生するような基板配置やパターン形状があるのかも知れません。
と、論評してる場合ではなさそうです。 電源電圧をいきなり30Vに上げたら、ブロッキング発振のような周波数シフトが発生し、周波数が安定しません。 ファイナルからの信号がPLL回路に誘導し、PLLがアンロックを繰り返しています。 どうも14MHzに周波数を変更した結果、PLLロック状態になるまで1秒くらいかかっています。 この間にファイナルからのRF漏れがPLLループ内に入り込み、周波数とは関係なく、PLLが不安定になっているようです。 これは、もう周波数の関係ではなく、機械的なシールドがどれだけ出来ているかの問題のようです。 残念ながら、メーカー製トランシーバーのようなシールド構造はいまさら実現できませんので、またもPLLは諦めざるを得なくなりました。
（7MHz用は諦めましたが、このPLL VFOは50MHz用として復活しました。）2018年8月
出力は絞り気味ですが、30Vの電源で普通に100W出ていますので、この目標は取りあえず完了しました。 残りはPLLの対策であり、対抗策としてはVXOしかなく、14MHzのVXOをどうやって作るかに方向チェンジです。
前作の50W機のVXOをベースに出力を2逓倍する回路を作ります。 方法はダブラーと言われているトランスとダイオードだけで実現する回路です。
ダブラー付VXO回路の配線図 AMTX_VXO14MHz.pdfをダウンロード
2017年12月追記
時期が冬場になり、室温が下がった事と、継時変化によりVXOの最高周波数が7195.0KHzギリギリになってきました。このままでは、いつか7195.0KHzをカバーできなくなりますので、クリスタルの数を1個削減し、スーパーVXOをやめ、通常の発振回路にした上で、C56を2.7Pから3.9Pに変更しました。 この状態での周波数可変範囲は7196.6KHzから7173.0KHzとなり、当初の周波数範囲から若干狭くなりましたが、高い周波数で余裕が出来ましたので、良しとします。
ダブラー回路のキモはトランスとダイオード及びその負荷抵抗になります。 回路図としては頭に入っていますが、どうやって定数を決めるのかは知りません。 そこで、自我流でやったところそこそこ実用になりましたので、紹介する事にします。
左上はダブラーのチップ装着面、右上は左が入力側の7MHz共振回路のトリマとトランス、右が同じく出力側の14MHz共振回路です。
まず、トランスT1の設計ですが、これは、TDK製のFMラジオ用バランに使われているメガネコアをジャンク箱から探しだし、0.26mmのUEWを4ターン巻いたら約4uHのインダクタになりましたので、1次側を4ターン、2次側を8ターンとして、センタータップを出しました。 1次側のタンク回路として68Pの固定コンデンサと80Pのトリーマーで7.2MHzに共振させ、これを2次側で両波整流しますと、周波数2倍のかなり歪んだ14MHzの信号が得られます。 この負荷抵抗となるR4を10KΩの可変抵抗に変え、出力最大の抵抗を求めます。 この回路では700Ωくらいになりましたので、E12シリーズで最も近い680Ωに置き換えます。
このままでは、次段を直接ドライブできませんので、再度バッファーアンプで14MHz帯のみ取り出します。取り出すトランスT2は1次が3ターン、2次が1ターンです。
左の波形は、ダブラーの初段Q1の入力部の波形が上で、下がT2の出力の波形です。
両方とも波高値はかわりませんが、出力の14MHzはきれいな正弦波となっています。
また、T2のトランスで送信機ドライバー段のGNDとVXOのGNDを直流的に分離し、GND電流による出力のVXOへの回り込みを軽減させます。
回路定数に82という値を多用しています。 本当は100Ωとか100KΩにしたかったのですが、手持ちの抵抗が残り少なくなりましたので、100とか100Kはどうしても必要な時だけ使う事にし、この回路のように、適当で良い場合はあまり使い道のない82Ωとか82kΩに変えてあります。（82を100に、82Kを100Kに変えても動作はほとんど変わりません。ただし、常に比が一定になるように変えることです。）
左が、PLL VFOを取り去り、半シールド状態でシャーシに取り付け、配線した14MHzのVXOです。 終段からの回り込みなどの検討の為、シールドごと移動する可能性もありますので、配線材は長めにして、束ねてあります。
一応、シールドBOXで完全に囲めるような配慮だけはして置きました。
このVXOの源発振周波数は7MHzですから、ダブラーの前段から周波数カウンターに加え、発振周波数を表示させています。 カウンターは前回の50W機と同じように、CALの時だけ、周波数をカウントし、送信や受信時はCAL時の表示をロックさせています。
周波数カウンター回路図 VXO_Counter.pdfをダウンロード
14MHz VXOを使用した100W送信機の回路図 AMTX_100W_3.pdfをダウンロード
VXOが期待通り動き出しましたので、まず、ドライバー段の消費電流と最適ドレイン容量の検討です。 Q13,14の電流と最終段の出力を見ながら、ドレインコンデンサC34,35の最適値を探した結果、容量は262PF付近で最大出力が得られ、またこの時のドレイン電流は1.26Aでした。この時のドレイン電圧波形は左の状態です。 きれいな三角状の波形ではありませんが、この波形の時が一番効率がいいみたいです。 また、このドライバー段のドレイン電流は最終段の出力が最大になるようVC1を調整したとき、最少電流となります。
次は、変調段のLPFの再設計です。 30V電源で100W出ている時の終段E級アンプのインピーダンスは計算で1.8Ωくらいと出ましたので、このインピーダンスでLPFを再設計します。
今回は手持ちのマイラーコンデンサが2.2uFですので、この容量を使えるようにカットオフ周波数や250KHzの減衰量をADJしました。 その結果、左の表のような定数が得られましたので、カーボニルコアによるインダクタを作り変える事にします。
最終的には30Vの電源電圧を上げて、200Wの出力を狙うつもりなので、コイルに使う銅線もサイズアップし1.25SQのKIV線にします。
しかし、例え低透磁率のカーボニルコアでも数10uH以下のインダクタの場合、目的とするインダクタにピタリと収める事は困難ですので、目標値を最初に超えた巻き数とします。 そして、コンデンサはほぼ計算通りの定数に合わせます。 こうやる事によりカットオフ周波数が低い方へずれますが、250KHzでの減衰量は大きくなります。 計算で出したカットオフ周波数は30KHzですから、これが例え半分の周波数になろうが全く問題有りません。
左上は8.6uH、右上は19.3uHです。 これらの製作に当たり、以前製作したLCメーターが大活躍です。 コンデンサは初段が6.6uF、後段を2.2uFにしました。
この新LPFを実装した状態での無歪最大変調度は以下のようになりました。
オーディオのエンベロープは綺麗になりましたが、最大変調度はほとんど変わりませんでした。また、R21 2.2Kを外してみましたが、最大変調度は変化なしでした。 次はD1,9ショットキーダイオードを増やしてみる事にします。
ショットキーダイオード（SS560V5）をさらに2本追加し、電源電圧も30Vに上げたところ、変調がうまくかかりません。変調段のD級アンプのソースとGND間の波形を見てみると、激しいリンギングが乗っており、+側で10V、マイナス側で-20Vのヒゲがあります。 原因を推察するに、C12のバイパス不足のようです。 その不足の原因がGND廻りの配線が細く、パスコンの役目が著しく落ちている事のようです。
そこで、今までGND配線に使っていたAWG24のワイヤーを廃止し、幅3mm、厚さ0.3mmの銅板に変えてかつ、チップコンデンサ2個パラ付けし、追加したショットキーダイオードも同様に最短で電源ラインのGNDに接続させました。 結果、+側は6Vくらい、マイナス側は-10Vくらいまでリンギングのピークがおさまりましたので、恐る恐る、バリコンを回し出力を増加さると、出力100W時、左のような変調波形となりました。 なんとか前回の50W機と同レベルまで改善できました。
ところが、この写真撮影をしている間に、クラニシの終端電力計から煙が出始めました。 時間にして2分くらいの100W出力でしたが、許容電力を超えたみたいです。 クラニシの取説によると、200W 3分間とありましたので、100Wならかなりの時間OKと思ったのですが、実際は違ったようです。 とにかく、送信を止め、代わりに自作の250WダミーロードとダイアモンドのSX200を持ってきて、検討の続きを行う事にしました。
左のアルミの箱が250WダミーBOXです。SX200は105Wくらいを指しています。この状態で、終段のバリコンをさらに容量ダウンの方向に調整していくと、最大出力180Wが得られました。（SX-200の指示は異常値でした。クラニシで確認したところ140Wが正しい値のようです。） しかし、この電源で9Aくらい流れますので、動作が不安定となります。従い、30V電源では120Wくらいを最大として、それ以上出力する時は電源電圧を上げることにします。
さすがに強制空冷が無い自作のダミーBOXは煙こそ出しませんが、アッチッチ状態です。 とりあえず、100W状態で10分くらいのエージングを行いましたが、ダミーBOXのアルミ表面を触れないくらい熱くなりましたので、エージングを中止しました。
上は100Wでエージング中のフロントパネル面です。電流計の振れが異常です。ほんとは5.5Aくらいは流れているのに。 原因は高周波のバイパス不足でした。電流検出抵抗を電源のフィルター前に移しましたら、正常になりました。
FET6石を使った終段E級アンプの放熱板は指で触っても、少し暖かを感じるだけ。変調器のD級アンプの放熱板はそれ以下の温度。この中で一番熱くなっているのは30Vから12Vを作るDC/DCの放熱器と、ドライバー段の放熱板くらいで、どちらも指をずっと当てていられる状態です。 熱設計は余裕が有り過ぎる感じですが、ダミー抵抗がもちませんでした。 これから、200Wでの長時間エージングをせねばなりませんが、その前にダミー抵抗をなんとかしなくては。
100W AMTXの配線図 AMTX_100W_4.pdfをダウンロード