ハム三昧

＜カテゴリ　AM送信機(PWM方式）＞

PLL　VFOを試作し、キャリア近傍の不要輻射の為、採用を断念した代わりに、可変の拡大が可能なVXOについて、再検討する事にしました。　PLL　VFOの時取ったVXOの不要輻射が以外と良い事に気付いた事によります。

現在のVXOは、いわゆる「スーパーVXO」と言われる、水晶発振子を2個パラに接続した回路で、11kHzの可変範囲を確保していましたが、AMのもうひとつの常用周波数である7181KHzはカバー出来ていませんでした。

まず、60PFのトリーマーをSVC203CというONセミコンのバリキャップに変更してみました。バリキャップの最大DC電圧を8Vとした時の可変範囲は7197KHzから7186KHzとなり可変範囲は変わりませんが、全体が1KHzほど低い方へシフトしました。　この状態で単純に水晶発振子を2個から3個に増やしてみました。　すると、最低周波数が7165KHzくらいまで拡大しましたが、最高周波数は7194KHzくらいとなります。　メインの7195KHzをカバーできないので、この方法は採用できません。

FCZ研究所の機関紙でコンデンサを追加して、可変範囲を拡大するアイデアを紹介していましたので、水晶2個の状態で、水晶とコイルの接続点からGNDへ4.7PFを追加して見ました。　すると、周波数可変範囲は200KHzを超えて7000KHz以下まで発振し、かつ最高周波数は7195.2KHzとなりました。　しかし、7100KHz以下の周波数では、かなり不安定で、CWモードでのビート音もなにか不安な音です。

そこで、このコンデンサを2.7PFにした上で（赤枠で囲んだC7）、バリキャップ電圧を上げる為に9Vの専用3端子レギュレーターを追加しました。　その結果、

最高周波数：7195.5KHz　　最低周波数：7159.4KHz

となり、ビート音も澄みきっています。　目標とした7195と7181はカバーできましたので、どうやら使えそうです。

使用した水晶発振子はaitendoで扱っている　uxcellのHC-49Sタイプ　7.2MHz

47uHのコイルはRSで扱っているTDKのNL453232T-470J-PFというSMTタイプです。

発振回路に使われているトランジスタは、東芝の2SC2712Yですが、リードタイプの2SC1815Yと同等品です。

その後、このVXO回路を200W　AM送信機にも使いましたが、気温の低下と継時変化により、最高周波数7195.0KHzが確保しにくくなってきました。　よって、クリスタルを2個から1個にして、C7を2.7Pから3.9Pに変更しています。　この変更後の状態で、周波数は7196.6KHzから7173.0KHzまでをカバーしています。

アナログ回路でベース抵抗を決定する方法を紹介しておきます。　これを知っていると、大抵のトランジスタやFETを好きなように使う事が出来ます。

左の回路に於いてR1を可変抵抗器にしておきます。　可変抵抗器は100KΩから1MΩくらいを用意しておき、回路の状況で使い分けます。判らない時は1Mか500KΩくらいでトライします。

コレクタにテスターを当てこの電圧が以下の式に合うようにR1の可変抵抗を調整します。

VC =VE + (VCC - VE) / 2

R1を可変するとVEも変わりますので、都度VCとVEを見ながら行います。 VCが目的の電圧になったら、R1を取り外し、テスターで抵抗値を計ります。　そしてE12シリーズの抵抗で最も近い値の固定抵抗に置き換えます。　R3が無い時はVEが常にゼロですから、VCはVCCの1/2にすれば良いのですが、温度安定度が極端に悪くなりますので、最低でも数10Ω以上の抵抗を挿入必要です。　　この方法はRLが抵抗の場合の時のみしか使えませんが、オシロが無くても最適バイアスに調整出来ます。　もし、RLがコイルの場合、アナログ信号を入力から加え、コレクタ端子をオシロでモニターし、上下が均等にクリップするようにR1を決めます。　高周波回路では可変抵抗器をリード線経由で接続すると条件が異なってきますので、この時の誤差を最少にする為、ベースのすぐ近くに予想される抵抗の1/3くらいの固定抵抗を入れ、これにシリーズに可変抵抗器をつなぎます。 調整完了後、固定抵抗と可変抵抗の合計抵抗をテスターで測り、固定抵抗に置き換えます。

E12シリーズ抵抗：1 1.2 1.5 1.8 2.2 2.7 3.3 3.9 4.7 5.6 6.8 8.2 の数値をベースとする抵抗値。この数値で1Ωから10MΩくらいまで量産されている。

回路がエミフォロの場合、VCC=VCですからVEがVCCの1/2になるようにR1を選べばOKです。　回路によってはR2が無い時もありますが、やり方は同じです。　

回路例と同じトランジスタやhfeランクが手持ちしていないとき、または、RLやR3を変更したい時便利です。　VCの値は厳密にやる必要は無く、とりあえずVCCの1/2程度に設定した後、VEを測り、その分だけ若干補正する程度でOKです。　このようにして設定したバイアス状態は温度変化に対してかなり安定に動作します。

余談ですが、この回路の低周波（100KHzくらいまで）ゲインは簡略的にRL/R3で求まります。　ただし、R3が数十Ω以上でC3が無い場合です。　また、最大ゲインはhfeに関係なく30dB以下です。　

周波数可変は10KΩの可変抵抗で行いますが、CWモードでSメーター最大ポイントに周波数を固定しようとすると、270度回転の可変抵抗器では、かなりクリチカルです。　そこで、この可変抵抗器を3回転（1080度）のヘリポットに変更しました。　これでかなりスムースに周波数設定が出来ます。　周波数カウンターを付ける予定でしたが、発振出力を引き回しますと、隣接周波数のノイズフロアーが増える現象が発生しますので、周波数カウンターは無しで、昔のVFOチューニングと同じように、受信中にVXOのみONして、相手局にゼロビートする周波数に合わせるか、CWモードでSメーター最大ポイントにチューニングします。

左上は改造したVXO回路、真ん中は7170KHz40W時のスプリアスデータです。一番右は、10MHzスパンの近傍不要輻射データです。　変調をかけてもきれいな音をしています。

全体の回路図　AMTX_PP3.pdfをダウンロード

2016年８月１３日追記

送信周波数を受信機を使って合わせるキャリブレーションは使いにくい為、強引に周波数カウンターを追加しました。　しかし、40W送信時に   プリアンプにE級アンプのスプリアスが混入し、カウンターが正常にカウントしません。　VXO回路と周波数カウンター回路を完全シールドしないと使い物にならないようです。　この送信機はオープン構造でシールドは無理ですので、送信時は周波数カウントを停止させ、キャリブレーション時の周波数を保持する事にしました。　受信時もVXOは停止していますので、この時もキャリブレーション時の周波数表示を保持させます。　これをやる事で、カウンターにはつきものの、最下位桁のチラツキも無くなりました。　PICは40W出力時でも誤動作無く動いています。

左のスペクトルは、周波数カウンター付で、送信状態にしたものです。　不要輻射はカウンターが無いときより若干増加しますが、一応スペック内ですので、良しとしました。 上はLCD基板と一体化したカウンター回路です。

使用した周波数カウンターの配線図　VXO_Counter.pdfをダウンロード

周波数カウンターのソースファイル　TX_Fcounter.cをダウンロード

7MHz　E級アンプ　QRO計画　１ に続く。

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＜カテゴリ：TS-850＞

久しぶりのトラブルです。　TS-850SをAM受信専用機として利用していますが、送信する時は、受信部をミューテイングする事はもちろんですが、送信もされないように内部設定していました。　本日、AM送信機を送信にしたのに、TS-850Sの受信ミューティングが動作しません。　ハウリングが起こり、Sメーターは+60dB以上を示します。　1週間前はOKだったのに。

このAM専用受信機のスタンバイ機能はRTTY用のスタンバイ機能を使っています。動作しないスタンバイ端子のホット側の電圧を計っても0V。　C214の両端も0Vです。　内部で異常が起こっているようです。　セットの底板を外し、配線図と基板図と現物を照合していくと、電解コンデンサC182の底当たりで断線しているような気配です。　この電解コンデンサを取り外してみました。

左上が電解コンデンサを取り外した直後の基板状態です。細いストリップラインが腐食しています。真ん中はこの腐食部分をふき取った状態で、一見つながっているように見えますが、テスターで当たると導通は有りません。　右は取り外した問題の電解コンデンサです。　漏れていた電解液をふき取った後なので、きれいに見えますが、ふき取る前は明らかに電解液だらけでした。

 基板上では左の基板図の赤のラインの途中が断線しているものでした。

修理はC182を新品の16V470に変更した上で、リード線で、この断線したラインをバイパスしてやりました。

このモデルの修理事例を見ていると、電解コンデンサの事故が結構あります。　メーカーはELNAというかなりしっかりした会社の製品なのですが、同じ時期のニチコンやケミコンより事故例が多いようです。

結局、この問題で、本日はAM交信が出来ませんでした。

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＜カテゴリ　AM送信機(PWM方式）＞

AM/FMラジオのPLLシンセサイザーICを使ったAM送信機用VFOの製作です。

目標は7000KHzから7200KHzまでを1KHzステップで可変できるPLL　VFOとします。　使うICは廃番候補のTC9256Pです。　ネット上で7.2MHzのクリスタル付で売られています。

回路図　PLL_OSC_schema0.pdfをダウンロード

PICのクロックが7.2MHzの水晶になっているのは、最初PIC16F84で作り始めたところ、LCDドライブの部分だけでRAM容量オーバーになり、ピンコンパチのPIC16F1827に差し替えた事によります。OSC部分はそのまま使いました。

この回路は東芝の提供するデータシートを理解し、その通り、マイコンソフトを作れば、PLLロックという状態を得る事ができますが、そこに至るまでの工程を以下紹介します。

まず、VCOですが、クラップ発振回路の見本みたいな回路です。　手持ちのインダクターで発振コイルに使えそうなコイルは太陽誘電製のLBM2016T120Jしかありませんでしたので、このコイルとONセミコンのバリキャップSVC389で7MHz付近を中心とした発振回路を机上計算して定数を決めます。　PLLのICの代わりに10KΩの可変抵抗でバリキャップ電圧を調整し、約4Vくらいで7.1MHz付近を発振するようにC16を決めてやります。　C0,C1,C2の直列合成容量とLで計算される共振周波数が7100KHzになるように各コンデンサを調整します。　最初、6.6MHzから7.8MHzくらいをカバーするCを求めてテストしましたが、バリキャップ電圧の振動が止まらず、4MHzから12MHzくらいまでのカバー範囲に設定し、実際は7000KHzから7200KHzしか使わない事にしました。　ただし、クラップ発振回路の出力はかなり歪んでいましたので、エミフォロで出力した後、LCのタンク回路で波形整形し、PLLのICに戻したり、トロイダルコイルによるトランスでインピーダンス変換した後、送信機へ出力するよう回路を構成しました。　トロイダルコイルはamidonのT37-2で1次側が10uHになるよう0.3mmのUEWを巻いてあります。

このPLL　ICのデータシートの中に、左のような周波数変更を実施してから、PLLロック完了までのフローチャートが示されており、その通りにプログラムを組めれば良いのですが、私の技量では、この入り組んだフローをC言語の関数のみでは、どうしても記述できなく、禁止事項となっている「goto」文で記述する破目になりました。

とりあえず、プログラムが完成し、いざ走らせると、PLLロック検出まではうまくいきますが、最後の位相誤差判定を抜ける事が出来ず、そこで永久ループに陥ってしまいます。　多分ハードの精度が悪くて、要求された一定の位相差を維持できない事が原因と思いますので、とりあえず、この位相誤差判定の行はコメントアウトしたところ、ロータリーエンコーダーを回す毎に周波数が1KHzステップで可変できるようになりました。　

その後、LPFの定数設定を吟味し、PE1-PE3が「0」のとき、ループから抜けられる様にフィルターを改善しました。　

ネット上でこのICを使った製作例は沢山みつかりますが、東芝が指定したこのフローをフォローしたソースコードは見つかりませんでした。　もしかしたら、プログラムカウンターだけ設定すれば、勝手にPLL　LOCKになるのかも知れませんが、確認しておりません。

基本動作はOKになりましたが、プログラマブル分周器の分周比を7195に指定しても発振周波数は7196KHzとなります。この問題を調べていくと、7.2MHzの水晶発振周波数が7200KHzではなく7201KHzになっているのが原因でした。　この7.2MHzの水晶はネット通販で10個で150円という格安品ですが、スペックなど有りません。　

 
色々と情報を調べていくとアマゾンで似たような水晶が50個単位で売られており、その商品説明の中に負荷容量20PFと書かれていました。多分同じような値段なので、同一メーカーの同一品だろうと予想し、水晶発振子の両端に接続するコンデンサを計算してみました。　

メーカー発表の負荷容量をC0とすると、左の回路のCgとCdはどちらも同じ容量として

Cg = Cd =2 x (C0 - 5) [PF]

と簡易的に計算できますので、実装した後、周波数をトリミングする事にします。

計算結果は30PFと出ました。　一般的な負荷容量は12PFとか9PFですので、15PFくらいを想定したのがいけなかったようです。　コンデンサを33Pと15PF+20Pトリーマーで7200KHzちょうどを発振するようになり、分周比と発振周波数は一致するようになりました。　この発振周波数の確認は受信機で行うのが一番確実です。

    PLL　IC用クリスタルは正確に7200KHzでなければなりませんが、PICの発振は水晶である必要も7.2MHzである必要もありません。　今回は7.2MHzの水晶が有り余っていたので、使用しただけです。　水晶の両端に付けられたコンデサも最初に見つかった27Pにしただけで他意はありません。

PLL-VCO式の発振器の留意点はピュアな信号が得られるかです。　位相ジッタが原理的に付きまといますので、フィルターや電源、GNDをセオリー通りにやらないと、濁った信号になってしまうと言われております。

左上が7195KHzのVFO出力波形です。画像はありませんが、第2高調波が-30dBくらいになっています。　これはLPFやBPFで簡単に減衰できます。　真ん中が10MHzスパンで見たスペクトル、右側は50KHzスパンで見たスペクトルです。使用しているスペアナの限界の為、これ以上細かくみられませんが、異常な隣接不要輻射は見えません。　実際にCWモードで受信してみても、濁りのない綺麗なトーンをしています。

今回採用したロータリーエンコーダーはアルプス製の1回転パルス数24のものです。シャフトがFカットでつまみに自由度が無く、パネルにナット止めできないという欠点はありますが、温度による摺動ノイズの問題が全くなく、かつ百数十円で買えるというメリットがあるものです。

このVFOは送信のとき使用しますが、受信の時は使用しません。　受信時はVFOの電源をOFFする事も考えましたが、電源ON時にLCDの待ち時間が影響して、すぐにPLLがロックしません。　そこで、常時VFOは生きていて、受信の時のみ発振周波数を50KHzアップして、受信時の妨害にならないようにする事にしました。　この機能は実際に送信機へ組み込んだとき、検討する事にします。

電源ONした時のデフォルト周波数は7195KHz固定です。　ラスト周波数をEEPROMに記録する事も考えましたが、　AM送信機のメイン周波数固定で問題なさそうです。

ソースコード PLL_VFO.cをダウンロード

左が7195KHzを発振中のVFO基板。上がその基板の裏側です。　　LCDの左上に見えているゼロはPE1-PE3の位相誤差データです。

送信機に実装する場合、RFの回り込みが多分発生すると思われますので、シールドケースに入れる事にします。

左上がシールドケース内部の基板、右上はシールドBOXとした状態です。　このように厳重にRFのまわり込みを対策したにも関わらず、わずか10Wの出力にて、ロータリーエンコーダーを回しても周波数は変わらなく、VCOの発振周波数はあさっての方に飛んで行っているという状態で全く使い物になりません。　周波数が変わらないのはマイコンの外部割込み端子にRFが混入して、マイコンが暴走している為。　周波数があさっての方向に行ってしまうのは、終段のRFの漏れがPLL入力端子に混入し、位相が狂ってしまっている為。　これらの問題を丸一日かかり対策し、40W出力でもVFOが安定して発振するようになりました。

これらの対策済み回路図です。　PLL_OSC_schema1.pdfをダウンロード

この状態で出力10W時の不要輻射をチェックしてみました。

左上が水晶発振（VXO）の不要輻射データ、右上がPLL　VFOの不要輻射データです。PLL　VFOの方はキャリアを中心に隣接周波数の不要輻射が10dB程多くなっています。　この原因を調べていましたら、送信周波数とVFOの発振周波数が同じなら、例え、厳重にシールドしたとしても、送信波の回り込みは阻止できず、このような状態になる事が判りました。　市販されているトランシーバーのVFO周波数を調べたところ、送信周波数とPLL　VFO周波数は重ならないように設定し、なおかつ、厳重シールドしてありました。　

下のスペクトルは40W出力時の10MHzスパンのもので、左がVXO　右がPLLです。　やはり、このPLLの状態で送信はダメでしょう。

今回のVFOはAM送信機に組み込むのが目的でしたので、PLL　VFOは無理と諦める事にしました。　送信周波数と原発信周波数を同じに出来るのはDDSの場合のみのようです。　もちろん、DDS制御のPLLもNGでしょう。　

SSBトランシーバーのように送信周波数と無関係な周波数、例えば9MHz台で発振させ、16MHzの水晶発振周波数とMIXし、7MHzを得るとかすればOKと思われますが、それも面倒です。

7195KHz以外の周波数を使える手段として、別のアイデアを練る事にします。

VXO再検討　に続く

7MHz用では失敗しましたが、50MHz用として再検討したPLL　VFOは成功でした。

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