LPF改善
＜カテゴリ AM送信機(PWM方式）＞
トロイダルコアで作った７次LPFはその挿入損失が大きく、E級アンプの効率アップの効果が全く生かされていませんでした。
そこで、最初に作った空芯コイルによるLPFを改造して、７次LPFを作り直す事にしました。
最初のLPFも空芯コイルでしたが、各コイル間のシールドがされていなく、これが、目標とした特性が得られなかった原因と考え、仕切り板のある構造にします。
基本定数はトロイダルコアタイプと同じですが、空芯コイルに換え、各コイル間には仕切りを入れコイルどうしの干渉をなくし、かつ次のコイルへの接続は100Pの貫通コンデンサ経由で行うという方式にしました。 厚さ0.3mmの銅板でシールド枠を作り、はんだ付けして組み立てますが、強度確保の為、底辺にアルミの角アングルを当て補強してあります。
今回は手持ちの銅板で製作しましたが、原理的には、銅より鉄の方がシールド材としては優れていますので、次回製作が必要になりましたら、ブリキで製作するつもりです。
このLPFに50Ωの負荷をつなぎ、アンテナアナライザーで測定したSWRカーブが左の状態です。 7.199MHzのときSWR1.14となっており、この時の挿入損失が約0.45dBでした。 トロイダルコイルタイプの時は約1dBのロスでしたので、約0.55dBの改善です。
また、14MHzの減衰量をアンテナアナライザーとオシロスコープで確認したところ、30dB以上はあるようです。
前回の検討で、FETシングルの時の最大DC入力は、23Wと出ていましたので、この新しいLPFの場合でもDC入力23Wくらいを目安として、コイルやコンデンサのカットアンドトライを行い、トランスの巻き数比も1:2にした結果、LPF outで15Wくらいの出力を確保する事が出来ました。 この時のE級アンプの推定効率は80%くらいになりました。
そして、効率の良いE級アンプと言えども、電源電圧を上げて、電流を押さえるようなハイインピーダンス回路にしないと、高効率は得られないという事が良く理解できました。 電源電圧はまだ上げる事はできますが、熱損失が目いっぱいですので、今回はこの辺で手を打つ事にします。
上の表は電源電圧を14Vにして、フライホイール回路の再設計を行ったときの出力データです。一番上は、効率最大の条件にしたもので、LPF outで約12Wの出力です。 熱損失的には、もう少し余裕がありますので、効率はダウンしますが、ギリギリまで出力アップしたのが真ん中のデータです。14V電源で16W出ています。 そして、この状態のままで、変調器をつなぎ、変調器に28.2Vを加えた時のデータが一番下です。かろうじて80%の効率を確保しました。
左上がVdの波形、右上は電源電圧28.2Vで1KHzの変調をかけた状態です。これより変調レベルを1dB上げると、1KHzの上下がクリップ始めます。従い最大変調度は90%くらいです。波形歪は音楽を変調して聞いてみても、ほとんど感じられません。
そして、配線を最短にやり直し、エージングを1時間した結果
無変調時のDC入力23.06W、LPF out 17.2W RFアンプ効率74.5%が最終値となりました。
上は変調段の後のLPF計算結果です。実際の回路では、L1=200uH、L2=130uH、C2=4.4uFとなっています。 このLPFはオーディオ信号で鳴きます。かなり歪んだ音です。マイクをつなぎハウリングは起こりませんので、現状のままです。 （その後、L2とフライホイール回路のコイルとの結合が問題となり、L2は廃止しました。）
計算URLは下に再掲します。
http://gate.ruru.ne.jp/rfdn/Tools/BlpfForm.asp#p1
E級アンプの検討開始時、VK1SVの設計シートを紹介し、うまく行かなかったと書きました。 しかし、うまく行かなかったのは私のやり方が悪かった為で、 今回は、かなり当てに出来るデータが得られました。
http://people.physics.anu.edu.au/~dxt103/calculators/class-e.php
そのURLを再掲しますが、ここの計算で重要なのは、トランスの1次：2次の巻数比でした。 巻数比は計算上では、小数点付で表示されますが、ここは１か２か３の整数しか無いという事です。色々なパラメーターを調整し、巻数比が整数になるようにしなければならないという事です。 今回、再計算するに当たり、電源電圧14Vと固定して、その他のパラメーターを設定しますが、VoとかL1は固定されますので、主にPOWERを選択して、トランスの巻き数比を2.0xくらいにします。この状態で得られた、L2をそのまま採用し、C1とC2を調整すると、計算で得られた容量の60～70％くらいで最適となりました。 L2は必ず、LCメーターで計測されたインダクターか、アンテナアナライザーを使い、既知のコンデンサとの直列共振周波数を求め、これから算出されたインダクタンスが目標値の最少誤差になるよう調整して置くのがキモです。
また、計算シートにあるようにQ=5からスタートしたらいいのですが、巻数比を3.0にすると、誤差が大きくなりますので、Q=3くらいまで落とした方が良いみたいです。 ただし、巻数比が大きくなるに従い、効率はどんどん下がっていきますので、巻数比2.0が最適なようでした。
このようにして、最大効率のC1,C2を求めた後、空芯コイルで作ったL2のピッチを微調整します。 C1,C2が計算通りにならない主な理由はQをいくらにするかという事のようです。 通常、動作状態のQを予想するのは難しく、ここで労力を使うより、計算値よりずれる事を受け入れる方が楽です。
ファイナルの電源をOFFにして、変調器のLPFを検討しようと、ハンダゴテを使い部品交換をしていましたら、誤ってFKI10531のソースとGNDをショートしてしまいました。電源OFFにしてあるので安心してましたが、FKI10531がショート状態で壊れてしまい、手持ちのFETを全部使い果たしてしまいました。
この原因は電源ラインに挿入した2200uFの電解コンデンサが放電せずに残っており、ソースとGNDをショートしたとき、電解コンデンサの放電電流が流れ、FETを電流破壊したものでした。 対策として、この2200uFの両端に5.6KΩの抵抗をパラに入れ電源OFF時はすぐに放電するようにします。
左がこれまでの対策を全て盛り込んで、完成したPWM変調方式AM送信機です。
ファンの音が少し気になりますが、FETが壊れるよりはましですので、我慢する事にします。
左上は、この送信機でフルパワー出力時の高調波レベルです。Qをかなり高くした、７次LPFでも第２高調波を十分に減衰させる事は出来ていません。 右は、この出力の後に、TS-930Sに内臓していた7MHz用BPFを取り付けたものです。 33MHz付近でPWMアンプのフィルターから放射されたノイズがBPFに誘導しています。 左の写真がBPFを取り付けてエージングをしている様子です。 クラニシのパワーメーターは17.5W付近を指しています。 さすがにKENWOOD設計のBPFだけあって、挿入ロスはほとんどありません。
AUX端子からの音質は問題ないのですが、TS-850Sにヘッドフォーンを付け、マイクに向かってしゃべってみると、高域が抜けた、了解度が悪い音質になっていました。 原因は、常用しているマイクの出力インピーダンスが50KΩであり、これを10KΩのボリュームで受けた為、高域が落ちてしまったものでした。ボリュームを50KΩに換えればOKなのですが、あいにくスイッチ付の可変抵抗器が有りません。やむなく、OP-AMPを追加し、50KΩで受けるように変更しました。
配線図 AMTX_13.pdfをダウンロード (IC6の in,outが逆です。)
この状態でTSSに申請しましたが、音楽を変調した信号により、フルパワーでダミーロードをドライブし、そのおこぼれを、TS850Sで聞いていると、曲によって歪が気になる事があります。 しばらくは、正弦波ではなく、音楽信号による歪改善が必要なようです。 実際にON AIRするのはいつになる事やら。
TSSに提出した送信機系統図2nd_TX_AM_BlockDia.pdfをダウンロード
リミッターアンプ追加 へ続く。