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2019年2月24日 (日)

50MHz AMトランシーバー(パワーアンプ)

カテゴリー<6m AM >

DSP受信機とキャリア生成ユニットが出来たので、パワーアンプの再検討です。 目的は、現行よりサイズダウンして移動用のケースに収める事ですが、ついでに前回までの回路が最適状態なのかを確認し、少しでも改善できないかを検討します。

まずは、ファイナルのメガネコアについてです。

Final_original_core

Final_pa_orijinal

上の表は、従来のコア(ESD-R-26S)を使用した現状の終段のみのデータです。 左は、このデータを得た時の終段の状態です。 すでにオリジナルよりバリコンはサイズダウンし、代わりにコイルは線径と巻き数が増えております。

また、13.8Vの電源を設定するのが面倒なので、今回は13.08Vで測定しています。 前回、13.8V、入力10Wにて31Wとなっていましたが、今回は13.08Vで28Wです。これは電源電圧の差によるもので、前回と大差は有りません。

 Final_t6826d_core_2

Final_pa_t6826dl

上の表は、左の写真のようにメガネコアをカーボニルコアT68-26D 6個に変更した時のものです。 電源電圧と入力レベルは同じにしています。 それぞれの条件で前回より出力レベルはアップしています。 特に入力14Wの場合の出力レベルに大きな改善が見られます。 また、効率も若干良くなっています。

コア内部の損失が少なく、DC重畳でも磁気飽和に余裕があるコアですが、HFではそのμが小さい事が原因でメガネコアとしては使用できませんでした。 50MHzくらいになると、必要なインピーダンスを確保でき、かつ周波数に比例しますので、あえてこのコアを手配したものです。 コアはアミドン製では無く、中国製のセカンドソースですが、一応カーボニルコアの特性は出ており、共振回路を作ると、それなりのQを確保できるものです。aitendoにて1個50円で販売していました。

Final_ts930_core

Final_pa_ts930

上の表は、メガネコアをTS-930Sのファイナルに使用していたものに変更した時のものです。 以前、7MHzの50W AM送信機に使用していました。 出力はカーボニルコアより向上しており、効率も良くなっています。 ただし、送信ONした後、2分間くらいは電流と出力の減少がみられ、この表は通電から20秒以内に取ったデータになります。 2分後には出力が約5%、電流は約10%ダウンします。 カーボニルコアの場合、この減少は有りませんでした。

左の写真はAWG22のリード線による2次巻線ですが、データは、幅4mm、厚さ0.3mmの銅板による2次コイルとなっております。 

以上の結果より、この改良アンプの終段メガネコアはTS-930S用で進行する事にします。

次は前回のファイナル、ドライバー一体のパワーアンプユニットの再検討です。 前回は、異常リンギングにより一体化をあきらめた為、パワーアンプユニットのサイズが大きくなったという反省点がありますので、再度、この一体化アンプについて検討してみました。

6mpoweramp1 上が、リンギング対策を考慮したダイレクトドライブのパワーアンプ。 下は、その実際の回路です。 リンギング対策は効果的に作用し、リンギングも発振も有りません。

6mpoweramp2

この回路にFT450から1Wのキャリアを入力しても出力は5Wしか出ません。 FT450の出力を5Wや10Wにしても出力は5Wのみです。  ドライバー無しのとき、FT450から10Wでドライブしたとき13Wも出ていたのに。

その最大の原因はファイナルのゲートドライブ電圧の波形ではなかろうかと思われます。

Pamp1gin

Pamp2gin

左上がドライバーのゲート電圧です。きれいな正弦波ではありませんが、FT450の出力が少し歪んだ状態で印加されており、FETのドライブとしては、ベストではありませんが、一応納得出来る波形をしています。 右上は、ファイナルのゲート電圧波形で、正弦波の先頭はつぶれ、かつレベルもドライバーの60%くらいまで下がっています。 前回のアンプはこの波形を正弦波に近づける為に、ドライバーとファイナルの間に50MHzの直列共振回路が入っており、確かに共振回路が動作していない時は5Wくらいしか出力できず、50MHzの共振させたとき8Wくらいの出力が得られていました。 この時のゲート電圧の波形は正弦波に近いものでした。

50MHz用のリニアアンプの情報は数えられないほどインターネット上に存在しますが、電源電圧が6.5VでRD16HHF1 PPによるリニアの範囲は2~3Wが限界で、10Wを得ようとすると、そこは非リニアな領域で、共振回路はマストであろうと思われます。 

これらの推測から、AM変調が可能な特性を持つスイッチング用MOS-FETの場合、そのゲインが5dBくらいしかなく、かつ、矩形波によるドライブがマストであろうと思われます。 しかし、この周波数で矩形波によるドライブは不可能ですから、波高値の高い正弦波でドライブせざるを得ないのでしょう。

かくして、回路構成は前回と同様、各ステージの出力側に共振回路を設け、次段をドライブする条件で、いかにサイズダウンするか?電気機構屋に頼る事になりました。

40wpa2

40wpa3

6mpwramp2_0302

左上がIRFI510プッシュプルファイナルアンプの内部構造です。 右上はこのアンプをシールドで囲った状態です。 回路構成は左の配線図の如く、単純に一段だけを独立してユニットにしたもので、この単体の性能は下の表のようになりました。

電源電圧6.5Vの時、入力6Wあれば、目標のキャリア出力10Wは確保でき、13Vの時、入力12Wあればピークの40Wを確保できる見込みです。

Irfi510_pp

次は、このファイナルをドライブするドライバー段です。 6.5Vにて6W、13Vにて12W以上の出力を狙いますが、こ時の入力は1W以下を目指します。

Rd16hhf1_pp_driverunit

6mpwramp2_0303

Rd16hhf1_pp

上の写真がサイズダウンして作成したドライバーです。 その回路図を右に示します。 (T4の1次:2次の巻き数比が逆です。1次0.5:2次2が正しい) 当初、ファイナルの予備検討で使ったカーボニルコア6個によるトランスで実験しましたが、コアの発熱がかなりあり、かつ出力もあまり改善しませんでしたので、前回の送信機に使ったNECトーキンのコアに戻しました。 下の表が、このユニット単体のデータです。残念ながら、6.5Vの電源で6Wを得る為の入力は1.5Wとなりました。 従い、この前段で出力1.5Wを対応する事にします。 13Vの電源の場合、出力が出過ぎのデータとなっていますが、全体を結合したとき、検討する事にします。 0.8W入力時、かえって電流が増えていますが、間違いではありません。 多分、入力のパワーが出力側へスルーして、見かけ上効率が良くなっているので、そのスルーレベルが少ない小入力時は効率が悪くなっていると推測します。

次は、PLL VFOの50MHz出力を1.5Wまで増幅するプリドライバーの検討をします。

6mpwr_predriver

左のユニットがプリドライバーで、RD16HHF1シングルのアンプで構成し、PLL VFOの出力を入力に加えると、2Wを出力します。

アンプそのものは、5Wの出力能力がありますが、PLL VFOのアンプをQダンプしたり、このRD16HHF1に、ドレインからゲートへ負帰還をかけたりして、50.2MHzから50.7MHzまで2Wを出力します。 アイドル電流は現在250mAくらいですが、出力が大きすぎた場合、このアイドル電流を絞って調整する事にします。

6mpwrdriver 上の回路図は、ドライバーにプリドライバを連結した状態で、この回路全体をシールドで囲み、ひとつのユニットにしたのが下の写真です。

6mtx_driver

一応全てのユニットが出そろいましたので、全体の構造検討に移る事にします。

50MHz AMトランシーバー(組み立て)へ続く

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2019年2月10日 (日)

50MHz AMトランシーバー(DSP受信部、MIXer部)

 カテゴリー<6m AM >

DDSリファレンスのPLL VFOが出来ましたので、次は、このVFOを使ったDSP ICによる受信機と50MHzのキャリアを生成するミキサーの製作です。

前回製作した6mクリコンと異なる部分は、アンテナ入力のBPFを、2個の共振回路を持つトランスに変更した事。 2SK241による受信ミキサーは専用のダブルバランスドミキサーNJM2594に変更した事です。 IF周波数は20MHz固定とし、VFOの周波数を30MHzから31MHzまで可変させ、50MHzから51MHzを10Hzスパン及び2.5KHzスパンでカバーします。 一応AM専用の受信機ですが、SSBで呼ばれたときでも、なんとか了解できるように20MHzのBFOを用意し、簡易的にUSB又はLSBを受信できるようにしてあります。 

50mhzrf_coil

50MHzのトランス式コイルはaitendoで扱っているコア入りボビンに0.26UEWを、1次:9ターン、2次:3ターン巻いたもので、コイルがバラケないように瞬間接着剤で固めました。

これを基板に実装しますが、足ピッチが2.25mm間隔で、基板の2.54ピッチと合いません。 しかし、そこは無理やり挿入しました。

20MHzのIFバンド用のトランスもRF部と同じ7mm角コア入りボビンです。 20MHz用のコイルは14:2の巻き数でコンデンサを変えて20MHzに同調させています。

6mtrx_bfo_top

6mtrx_bfo_tip

左上の写真の中で、一番下が、実装完したDSP受信部。 真ん中が20MHz BFO、一番上が30MHzのVFO出力とBFO出力を混合し、50MHzのキャリアを作る回路です。 そして、右上はこの基板の裏側です。 チップで構成された回路は微小面積で出来るのですが、トランス式のコイルやSIP化されたミキサーICが結構大きく、ギリギリ収まりました。 いずれの回路ブロックも単品としては基本動作OKですが、トランシーバーとしての機能はこれからチェックする事になります。

バラックのままでは検討がしにくいので、コントロール関連を仮のパネルに固定しました。 そして、以前の50MHzクリコン用ソフトを一部改造してやると、一発でDSPがイニシャライズされ、ボリュームコントロールが出来るところまで出来ました。

6mtrx_temp

6mtrx_i2c

左上が、仮のパネルにロータリーエンコーダーやスィッチを取り付けて検討しやすくしたバラック回路。 右上は、一発でOKとなったi2Cのデータとクロックです。 スピーカーから50MHz帯のAMノイズが大きな音で聞こえますので、最大感度になるようにアンテナコイルや各段のコイルのコアを調整すると、案の定発振してしまいます。 発振しないレベルまで同調をずらすと、SメーターはS9を示します。 デュアルゲートFET2段による増幅は、ちょっとゲインの取り過ぎと思っていましたが的中です。

6mxcondbm

対策はまず、NJM2594のCAIN端子に加わるキャリアレベルが100mVになるよう抵抗を調整。 次に50.7MHzで最大感度になるようにT1を調整。 さらに50.3MHzが最大感度になるようにT2を調整。 50.5MHzで最大感度になるようにT3とT4を調整。 前回のクリコンよりQ6のゲインが余計ですので、このQ6のG2の電圧を調整できるようにVR1を設け、とりあえずはQ6のトータルゲインを0dBくらいに調整しておきます。 この状態で、SメーターはS6くらいを示しますので、アンテナ入力のBPF出力に負荷抵抗を追加します。 R21がその抵抗です。 ここまでの感度ダウン対策でSメーターはS1を指す様になりましたので、いつも聞こえる50.19MHz付近のキャリアを聞いてみました。 ピークでS7まで振ります。 前回製作の50MHzクリコンの場合、ピークS4でしたので、これよりは感度が高くなっています。 実使用状態で感度が高すぎる場合、Q6のG2DC電圧を調整する事にします。

Bfo_b4

Bfo_after

BFOの出力波形をチェックしました。左がオリジナルの回路図通りの構成で動作させたときのBFO出力波形です。 例えクリスタル発振器であろうとも、その出力波形は正弦波とは程遠いものである事は良く知られている通りですが、すこしでも高調波が少なくする為に、回路を検討した結果右上のなんとかみられる波形まで改善することができました。

6mxconbfo

このときのBFO回路図は左の通りです。

この回路を検討する中で判った事は、発振周波数に対して必要以上のftを有するトランジスタを使うと、不必要な高調波が増大するという事でした。 今回は発振周波数が20MHzでしたので、ftが4GHzくらいの2SC3310で構成した結果、高調波だらけの波形となってしまいました。 そこで、ftが最少80MHz、データシートには有りませんが実力150MHzくらいの2SC2712に変更し、かつ出力も発振回路のベースから取り出すという回路構成で、かなり綺麗な波形を取り出す事ができました。

このBFOによりビートを取り、SSBを復調する事にトライしましたが、BFOのキャリアを受けた時のSメーターの指示がUSBとLSBで異なります。 IF周波数が20MHzぴたりになっていないようです。 DSP IC KT0915のクロックである38.000KHzの周波数が38.025KHzくらいになっており、トリーマーを回してもなかなか38.000になりません。 このクロックがずれている為、受信周波数を20MHzと指定しても実際の受信周波数は1KHzから2KHzずれているのが実態のようです。 AMやFMの場合、これくらいのずれは全く影響は有りませんが、SSBの場合、問題になります。 そこで、DSP受信機の実態に合わせ補正する事にしました。 ただし、1KHz以下の微調整は出来ません。

AGCがかかっていない前段でビートを取ると、そのBFOレベルと受信信号とのレベル差がアンマッチとなり、なかなか復調がうまく行きません。 BFOレベルが高すぎて結線しなくても強力なキャリアが混入し、AGCが動作して、受信信号レベルを弱めてしまいます。 ここは、Q6のゲインのさじ加減で、ベターなゲインを実際にSSB信号を聞きながら調整する事にします。

とりあえず以上で、前回のクリコン式AM受信機と同等の受信機は出来ましたが、本日も6mは誰もON AIRしていなく、その実力確認は出来ませんでした。

ここまでの配線図です。 DSP_AM_RX_BFO.pdfをダウンロード

やっと、送信用キャリア生成回路のテストを行うところまで来ました。そして、隣接スプリアスでアウトでした。 IFとPLL VFOの周波数関係が最悪でした。 30MHzの第3高調波と20MHzの第2高調波の差分がちょうど50MHzとなり、これが51MHzまでの全帯域でスプリアスを発生させ、そのレベルは-40dBくらいになります。 送信機としては不適合です。 

6mtrx50out100

6mtrx50out10

左上が100MHzスパンで見たスペクトルです。 50MHzを中心に10MHzスパンでスプリアスがあります。 部品メーカーに相談しながら、最適なコイルを設計すれば、この中から50MHzのみを取り出す事は可能でしょうが、私の手持ちの材料だけで行うには無理があります。 そして最大の致命傷は右側の50MHzに隣接した1MHzスパンのスプリアスです。 このスプリアスは送信周波数を変えるとスパンも変化し、50MHzちょうどのとき無くなります。 計算通りのスプリアスです。 IF周波数を変更しない限り逃げられません。

これらの問題を再検討した結果、受信はクリコン形式にしますが、送信はPLL VFOの発振周波数を2逓倍してミキサーなしでファイナルをドライブする構成に変更する事にしました。 この場合、問題となるのは、送受信時に大きく周波数がずれますので、PLLのロック時間の間、送信開始を遅らせる必要が有る事。 受信時にPLL VFOの第2高調波が、最悪受信周波数の1MHz離れたところに現れる事です。 

新ブロックダイアグラムです。TransciverBlockDia2.pdfをダウンロード

まず、受信機の方から確認しました。 IF周波数を26MHzとしておき、50.000から51.000まで受信して見ましたが、スプリアスではなかろうかと思われる信号は有りませんでした。 ただし、DSPの受信周波数を26MHzにした事により、かなりゲインが下がった上にS/Nも悪化してしまいました。 これはDSPの性能そのものと考えられ、IFを24MHzにすると、若干感度が上昇し、S/Nも良くなります。 ただし、送信受信の周波数差が最大で1.5MHzとなります。

送信用キャリアのスプリアスはGood!の判定です。

Vfox2out100m

Vfox2out5m

左上が100MHzスパンで、T6の出力を見たもので、真ん中が50MHz、左右がそれぞれ25MHz、75MHzの信号です。 この25と75MHzのスプリアスは後段のバッファで取り除く事ができます。 また右上は50MHzを5MHzスパンで見たものですが、余計なスプリアスは有りません。

次にPLL VFOのロックアップタイムをチェックしました。 

If26txon

If26txoff

If24txon

If24txoff

これが以外と良好でした。 一番左がIF=26MHzで50MHz受信から送信に切り替えたときのVCOバリキャップ電圧の変化です。SEND ONになってから約15m秒で1MHz離れた送信周波数にロックしています。 ロックした後、直線的に下降しているのは、オシロスコープのACカップリングの性で、VCOの周波数には無関係です。 次は送信から受信に切り替えた時のバリキャップ電圧ですが、約80m秒後には受信周波数へ戻っています。

Pllfilter

この80m秒が特に長いとは思えませんが、少しでも短くなればと、C28 474Kを廃止しました。 その状態で、IF周波数を24MHzにし、周波数を51MHzにしておき、送信ON時のバリキャップ電圧を見たのが3番目のデータです。 ここで、1.5MHzの周波数シフトが起こり、バリキャップ電圧のシフト幅もIF=26MHzのときの約2倍になる為、オシロの感度も半分に落としてあります。 (左2枚のデータは0.5V/DEVですが右2枚のデータは1V/DEV) 送信ON時のバリキャップ電圧の変化時間は、約34m秒で安定しています。 送信から受信に切り替えた時のデータが一番右で、約20m秒で受信周波数に戻っています。 送信から受信へ戻したときの遅れは、他局へ迷惑をかける事はありませんので、VCOのロックアップタイムは送信ONのときのみが問題になります。 現在、SEND SWがONになってからファイナルの送信段がONになるまで200m秒の遅延を取っていますので、全く問題ない事が判りました。

24m_bfoout

IF周波数は、24MHzの方が良さそうです。 しかし、2石構成のBFOはレベルが高すぎます。 よって、24MHzのBFOは1石のみとし、共振回路も廃止しました。 その結果、BFOの波形は左のような高調波の多い波形となりましたが、受信状態に異常は見られませんでしたので、このまま進行する事にしました。 

DSPに受信周波数を24.000MHzと指定した時の最大感度が得られる周波数は24.0015MHz付近であるという事がわかりました。 残念ながらこの周波数選定は1KHz単位でしかできませんので、USBの信号がより良好に復調出来るようにDSPの受信周波数をずらし、LSBの復調は成り行きとする事にしました。 もちろん、AMの復調に問題はありません。

50moutput

送信状態でのVFO出力状態を確認しました。 Q7とT7の実装が終わりましたので、そのスペクトルを見てみました。 25MHzは50MHzに対して-50dBくらい、75MHzは-40dBくらい、第2高調波の100MHzは-13dBくらいですが、いずれのスプリアスも、この後の送信機ステージで許容値以下まで下げる事ができそうです。

これまでの検討で、受信部と送信用キャリア生成ブロックはほぼ完成しましたので、この後に前回の送信機ブロックを結合するとAMトランシバーが完成するのですが、前回の送信機は各ブロックのサイズが大きく、予定しているケースに収まりません。 そこで、50MHzのPWM変調に使えるパワーアンプをサイズダウンすべく再検討する事にします。

6mtrxunitcomp

このブロックの基板の最終状態は上のようになりました。

ここまでの回路図とブロック図です。DSP_AM_RX_BFO2.pdfをダウンロード

TransciverBlockDia3.pdfをダウンロード

2019年2月 広島WASコンテストをワッチしてみました。さすがにAM局はいませんでしたがSSB局の復調はS4からS9くらいまでならなんとか復調出来るようです。 FT450で53くらいで復調出来るSSB信号はこの受信機ではR3S9(S9は自分のBFO信号)くらいでした。 またS9を超える信号ではBFOキャリアのレベルが不足しモガモガ音になりますが、そこは気合でR5にする事にします。

50MHz AMトランシーバー(パワーアンプ)に続く。

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